大功率微波（共8篇）
大功率微波 篇1
0 引 言
随着我国国防现代化建设步伐的加快, 雷达工程项目中发射机的功率越来越高, 各种高频雷达以及微波通信系统的配套工程均要求使用能够传输大功率的微波同轴电缆, 将大功率微波信号传输到发射天线上。近几年, 微波同轴电缆朝大功率方向发展的同时, 用于小型化雷达的电缆的弯曲性、柔软性也有了长足的进步。但随着整机的小型化以及使用频率越来越高的趋势, 微波同轴电缆的衰减值和尺寸与使用频率的矛盾尤为突出。对此, 我们进行了大功率微波同轴电缆的进一步研发。
1 设计思路
大功率微波同轴电缆设计应综合考虑内导体、绝缘、外导体、护套的选材及加工工艺等方面, 通过降低电缆衰减、提高电缆传输功率, 实现微波同轴电缆的大功率传输。
1.1电缆的衰减系数
衰减系数是微波同轴电缆的最重要的参数之一, 其由电缆的结构尺寸及结构形式 (内外导体、绝缘的材质及结构形式) 决定。电缆的衰减系数α是由导体衰减系数αR和介质衰减系数αG组成的, 其计算公式为:
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式中d为内导体外径, D为外导体内径, dw为编织用导线直径, K1为绞线的等效直径系数, Ks为绞线引起的电阻增大系数, Kb为编织线引起的电阻增大系数, f为频率, εe为等效介电常数, tg δe为介质损耗角正切。由式 (1) 可见, 要降低微波同轴电缆的衰减系数, 提高传输效率, 应增大电缆内外导体结构尺寸d和D, 降低电缆绝缘介质的等效介电常数εe。复合型绝缘的等效介电常数的计算公式为:
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式中ε1、ε2分别为内外层绝缘的介电常数;D′、D分别为内外层绝缘的外径, 如图1所示。
通过最优化设计, 综合调整绝缘介质和内外导体结构, 可使电缆满足低损耗、柔软性好、电性能参数一致性好等综合技术要求。
1.2电缆的传输功率
电缆传输的峰值功率和平均功率将限制电缆允许传输功率。提高电缆传输功率的有效途径除了增大电缆尺寸外, 还可采用耐高温的介质材料和改进工艺措施等方法。
1.2.1 峰值功率
虽然在一般情况下, 峰值功率所对应的电压大大低于电缆的允许工作电压, 但大功率传输时, 电缆承受的电压还是很高, 为防止电缆被击穿, 在设计时应考虑电缆所能承受的峰值功率。电缆峰值功率Pp的理论计算公式为:
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式中V为电缆所能承受的最大 (峰值) 工作电压, 电缆的工作电压应比介质材料的击穿电压小得多;Zc为电缆的特性阻抗;K1为绞线导体的有效直径系数;K2为绞线导体的表面场强集中系数;E为电缆最大允许工作场强;A为安全系数, 一般取值0.7。
1.2.2 平均功率
电缆的平均功率受电缆内部发热和其散热能力的影响。电缆传输时平均功率太大会造成电缆内部过热。解决电缆内部的过热, 必须尽量降低电缆的衰减, 同时选用耐高温性能较佳的介质材料, 使电缆的允许温升大大提高, 从而提高电缆的传输功率。电缆平均功率Pa的计算公式为:
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式中α=αd+αD+αG, αd、αD、αG分别为内导体、外导体和绝缘的衰减系数, αd=Rd/ (2Zc) , αD=RD/ (2Zc) , αG=GZc/2, Rd、RD分别为内外导体的有效电阻, G为电缆回路中绝缘的电导;T1-T0为允许的内导体最高温度和环境温度之差, 可预先设定;θd、θc、θ0分别为绝缘、护套以及护套表面向周围环境散热的热阻。
2 结构与选材
我们在研制大功率微波同轴电缆时, 通常从电缆的结构和材料两方面来综合考虑和选择。
2.1内导体
在高频传输时, 因为镀银铜线有极好的防腐蚀能力和极好的可焊性, 且银的电导率比铜高, 在高频的条件下其连续工作温度可达200 ℃, 因此我们采用镀银铜线作为大功率微波同轴电缆的内导体。为增加电缆的柔软性, 内导体采用了多根镀银铜线绞合的形式, 使电缆的内导体和绝缘介质紧密结合, 减少导体和介质之间的空气间隙, 提高电缆的传输功率。
2.2绝缘
绝缘是大功率微波同轴电缆结构中最重要的组成部分之一, 它对降低电缆的衰减、提高功率容量以及增加机械稳定性等都有很大影响。如采用高频下具有介电特性优异、耐温等级高的聚四氟乙烯 (F4) 作为绝缘材料, 可降低电缆的等效介电常数, 使电缆允许温升大大提高, 能承受较大的工作电流和平均功率。
绝缘结构的确定既要考虑降低整体绝缘的介质损耗, 还要兼顾内导体和绝缘介质的耐压能力。为此, 我们特别设计了复合型绝缘绕包 (由内层耐压强度较高的半定向F4薄膜绕包和外层介质损耗较低的微孔F4薄膜绕包组成) 结构。我们进一步对复合型F4薄膜绕包绝缘和微孔F4薄膜绕包绝缘两种结构电缆所能承受的峰值功率进行了比较, 以期验证复合型F4薄膜绕包绝缘结构是否是大功率微波电缆适合的绝缘结构。根据式 (1) 我们确定了大功率微波电缆的绝缘尺寸 (d、D) , 电缆的Zc=50±2.5 Ω, K1=0.97, K2=1.397。对于复合型F4薄膜绕包绝缘, 由式 (2) 可得其等效介电常数为1.52。内层耐压强度高的F4薄膜的E=20 kV/cm, 电缆内层工作电压V1=2.25 kV;外层介质损耗较低的微孔F4薄膜的E=10 kV/cm, 电缆外层工作电压V2=3.62 kV;电缆工作电压V=V1+V2=5.87 kV。由式 (3) 可得, 复合型F4薄膜绕包绝缘电缆可在168 kW的峰值功率下安全运行。对于全微孔F4薄膜绕包绝缘, 微孔F4薄膜的E=10 kV/cm, 电缆工作电压为3.34 kV。由式 (3) 可得, 微孔F4薄膜绕包绝缘电缆可在45 kW的峰值功率下安全运行。由于绝缘全部是微孔F4薄膜绕包, 其介电常数较小 (εe≈1.4) , 故电缆内导体的尺寸会稍有改变。上述计算结果显示, 虽然微孔F4薄膜绕包绝缘的介质损耗较低, 但绝缘介质的耐压能力降低, 对比显示, 采用复合型F4薄膜绕包绝缘结构可以使电缆的峰值功率大大提高, 因而该绝缘结构较适合大功率微波电缆。可进一步通过调整电缆的特性阻抗和选择理想的绕包外径来满足电缆在高频下低衰减、大功率传输的要求。
2.3外导体和外屏蔽
为了使电缆具有很好的柔软性, 在电缆绝缘层外采用了多股镀银铜线编织结构的外导体, 并控制合适的外导体编织密度。由于在雷达舱内实际工作时, 电缆仍会发烫并产生很大的干扰, 因此我们在电缆编织层外再增加了一层金属复合薄膜绕包外屏蔽, 这样增加了电缆的结构稳定性, 又使电缆在工作频段内的衰减系数和电压驻波比性能更加优异, 同时提高了电缆的抗干扰性能。
2.4护套
在大功率运行时电缆护套会发烫, 当环境温度为40 ℃时, 外导体的外表面温度升至125 ℃, 电缆护套表面温度将达到113.8 ℃。经过多次试验, 我们最终选用了具有良好机械性能、阻燃性能、耐环境性能以及可以降低成本的热塑性乙丙橡胶弹性体作为护套材料, 以保证电缆可在此温度下长期工作, 并且热塑性乙丙橡胶弹性体还可增加电缆的柔软性。
3 大功率微波同轴电缆的性能
经过多年的研究和工艺摸索, 我们对1～6 GHz范围用的大功率微波同轴电缆采用耐温等级较高的复合型F4薄膜 (半定向F4及微孔F4薄膜相结合) 绕包型绝缘结构, 绕包绝缘外径最大可做到22 mm, 这是目前低损耗F4薄膜绕包型电缆中尺寸最大, 在同尺寸电缆中衰减最小, 并具有良好柔软特性的产品。我们研制的大功率微波同轴电缆的结构如图2所示。由于平均传输功率的计算 (式 (4) ) 比较繁琐, 我们通过计算机编程设计出平均传输功率的计算程序, 经计算, 所设计的该结构形式的大功率微波电缆允许传输的平均功率在300 MHz频率下可达6.35 kW以上。
我们所研制的大功率微波同轴电缆与国外相同型号电缆的主要性能比较可参见表1。从表中可以看出, 该大功率微波柔软电缆的性能已达到国外同类产品水平, 有些指标甚至优于国外同类产品 (美国Flexco公司的FC645型电缆) 。由于FC645型电缆外导体采用的是皱纹管结构, 因此其柔软性将明显低于我们设计的编织外导体大功率微波柔软电缆。现代武器装备日趋小型化, 雷达设备中对配套用电缆的柔软性要求越来越高。本电缆的柔软性使得电缆组件易弯曲而缩小应用空间。
4 总 结
通过稳定有效地控制绝缘绕包形式及尺寸, 以及采用有效的屏蔽措施, 使大尺寸电缆组件在雷达操作空间较难弯曲的问题得到了解决。这种复合型F4薄膜绕包绝缘形式的电缆是目前微波电缆中F4薄膜绕包结构中尺寸最大的, 而衰减在同尺寸电缆中也是最小的, 这同时解决了电缆的大功率传输问题。精心、合理的设计使我们所研发的大功率微波柔软电缆具有高功率传输、柔软性好、低损耗等综合技术优点, 在国防重点工程项目中得到了很好的应用。
参考文献
[1]汪祥兴.射频电缆设计手册[R].上海:中国电子科技集团公司第二十三研究所, 1996:90-167.
[2]Flexco微波公司.FC645型产品样本[R].美国:Flexco微波公司, 2006.
大功率微波 篇2
微波高功率放大器的高压电源研究
速调管因具有输出功率大、效率高、成本低、工作稳定可靠的优点,在微波发射装置中仍占据着重要的地位.用速调管做微波发射机的功率放大器,需要一个高电压、高稳定度、低纹波、大范围可调的大功率直流稳压电源;利用相控电路控制可控硅的导通角,对输入电压进行粗调,再用线性稳压电路稳定输出电压,既保证了稳压精度,又使调整管的.管压降限制在规定的范围内,成功地解决了高压稳压的问题,同时过压、过流、短路保护电路,大大地提高了电源的可靠性;测试数据表明,该高压电源工作稳定、安全、可靠、高效,完全符合设计要求;当输入电压变化士10%时,电压调整率SV几乎为零;当负载电流从零到满载(300mA)变化时,电流调整率SI<0.1%;纹波电压<0.01%;电源效率>75%.
作 者：徐志跃 Xu Zhiyue 作者单位：北京航空航天大学,电工电子中心,北京,100083刊 名：计算机测量与控制 ISTIC PKU英文刊名：COMPUTER MEASUREMENT & CONTROL年，卷(期)：15(8)分类号：V242.2关键词：速调管 高压电源 管压降 相控电路
某小功率微波脉冲功率计的设计 篇3
关键词：AD8318,对数放大器型检波器,比较器
1 设计方案原理
微波信号经过对数放大器型检波器输出的直流电压信号输入比较器的一输入端, 和比较器的另一输入端电压相比较, 此输入端电压来自CPU内部DAC, 和变化的输入信号比较, 当两者比较接近时, 输出信号为0, 此时可检测输入信号的大小, 同时DAC输出的模拟电压值通过AD缓冲放大在合适范围便于STM32 检测处理, 最终通过串口或USB传输数据。
1.1 微波检波器设计
检波器是微波功率计的重要部件, 其作用是把微波能量转化为低频能量, 以便于进行数字信号处理并简易的功率指示装置显示出功率值。二极管检波器具有低噪声、高灵敏度、快的响应速度和电路结构简单的特点, 因此成为微波功率计系统中主要的功率感测器件。而对数放大器型检波器在某些方面比一般检波二极管具有更好的性能, 本项目所用的AD8318 就是属于此类检波器。
将受测的RF信号施加于AD8318, 我把器件配置为“测量模式”, 即引脚VSET与VOUT相连。在这种方式下, 输出电压与输入信号电平呈线性d B关系 (标称值为-24mv/d B) , 典型输出电压范围为0.5V至2.1V。
1.2 输入耦合设计
大部分的对数放大器都是设计成差分式的, 但是大部分的RF信号是单端的, 以下有几种方式单端转差分INHL和INLO对数放大器的输入管脚。
高频应用中, 单端转差分最好的转换方式, 即巴伦电路, 采用这种方式, 无疑电路的体积和成本都会增加。
常用的RC网络, 为满足输入端阻抗匹配, R通常是50Ω。
如果R放在C1, C2 的内侧, 则INHL和INLO之间的阻抗就是50Ω, 如果终端电阻放在C1, C2 的外侧, INHL和INLO之间的阻抗就是外接设备的阻抗, 所以我选择终端电阻的方式。
1.3 RF检波器传递函数
AD8318 检波灵敏度约为-24mv/d B, 而且在全温范围内, 当输入信号功率为-50d Bm ~ -10d Bm时, 基本线性;在-25 ℃ -40 ℃ 温度范围内, 误差在0.5d B之内, 本项目工作温-10 ℃ ~ 40 ℃, 功率-30d Bm ~ 20d Bm, 前面加个-30d B的衰减器, 即功率范围-60d Bm ~ -10d Bm, 基本在线性区内, 精确度比较高, 接下来是输出电压和功率的关系。
参数Intercept为输入信号功率轴与理想检波曲线延长线的交点, 和为用作校准时的已知输入信号功率, 和为相应的检波输出电压, 为待测的输入信号功率, 为测试时的检波输出电压, 为测试功率误差, 为理想的检波输出电压。
2信号处理
本文的信号电平值捕获主要采用的是电压比较法, 即利用电压比较器独有的特性来实现此功能。电平检测, 微波信号经过对数放大器型检波器输出的直流电压信号输入比较器的一输入端, 和比较器的另一输入端电压相比较, 此输入端电压来自CPU内部DAC, 和变化的输入信号比较, 当两者比较接近时, 输出信号为0, 此时可检测输入信号的大小。
3 USB接口设计
驱动程序将PC的USB口虚拟成COM口以达到扩展的目的, 实际使用只需安装驱动软件, 软件安装完成后, WINDOWS系统自动将USB模块虚拟出对应的COM端口, 实现即插即用为了提高输出接口的兼容性和实时性, 该款功率计既可以通过串口和其他通信设备相连, 又可以把串口数据转化为USB, 直接和PC相连, 上位机界面显示, 人机界面友好。
USB接口芯片选用CP2102, 它内置USB2.0 全速功能控制器、USB收发器、 晶体振荡器、EEPROM及异步串行数据总线 (UART) , 支持调制解调器全功能信号, 无需任何外部的USB器件。CP2102 与其他USB-UART转接电路的工作原理类似, 通过。
4 脉冲式功率计的校准及温度补偿
4.1 对数二极管检波的线性校准
功率线性校准的作用就是使位于不同特性区的检波电压的转换数据, 经过线性数据校准之后, 能够得到与输入功率对应的准确功率表示值。
4.2 对数放大型检波器的频响校准
功率的频响进行校准是功率校准主要部分。频率响应是指同一功率值下不同频率检出不同的直流电平, 在设计中, 以标准功率计做校准, 从50MHz开始, 以1GHz频率为步进, 取得功率计0d Bm时实际的功率值, 把这些值做成校准表, 存入MCU中, 进行功率计算。
4.3 环境温度变化产生的误差
环境温度的变化, 会对微波检波管性能和ADC转换精度产生很大影响, 如果检波管的环境温度发生变化, 就会产生一定的检波误差, 同样环境温度的变化也会对ADC的增益误差产生影响, 对于环境温度变化引起的误差是通过以下方式解决:AD8318 具有温度测量输出引脚, 通过A/D转换后将这些温度信息传送给MCU进行软件的温度补偿, 而且对数放大器本身具有良好的温度补偿能力。
5 软件构架
软件系统流程:程序首先初始化系统, 然后进行时钟配置, IO管脚配置, 串口配置, ADC/DMA配置, DAC配置, 全局变量配置, A/D采样数据结束, A/D采样数据有效, 查表出理, 温度补偿, 串口发送数据, 在回到全局变量配置, 这样一直循环, 把检波器检出的电压值通过串口数据传送出去。
6 总结
本文介绍了一种脉冲式微波功率计的设计, 重点介绍了对数型放大器型检波器的设计及检波信号的处理, 并最终通过USB通信技术传输数据;同时具有系统结构简单、测量误差小、体积小巧等特点, 可以通过上位机软件直接监控微波功率的值及变化。
参考文献
[1]李立功, 年夫顺, 王厚军.现代电子测试技术[M].北京:国防工业出版社, 2008.
[2]高晋占.微弱信号检测[M].北京:清华大学出版社, 2004.
大功率微波 篇4
微波输电主要包括3个部分,微波源、定向发射天线、接收整流天线。整流天线[4,5,6,7]是其中的重要组成部分,其主要作用是将空间中接收到的微波能量转换为直流电提供给负载。而整流天线决定单个天线接收到的功率容量及整流效率,对整体的传输效率有决定性作用。本文将利用ADS高频电路仿真软件[8]设计出一款工作在2.45 GHz的印制偶极子整流天线[9]。
1 整流天线的仿真与设计
整流天线包含4个部分,接收天线、输入低通滤波器、整流电路及输出滤波器。单个整流天线的接收功率一般比较低,要实现大功率的电能传输必须将整流天线组合为整流天线阵列,故将接收天线与其他部分分开设计,整流天线单元便可以自由组合实现整流天线阵列[10,11]。
1.1 接收天线的设计
考虑到制造成本,天线基板采用最常用的FR4板材。板材基本参数:介电常数4.5,厚度1.6 mm,铜厚1 oz(35μm),损耗角正切值tanD=0.018。天线结构图如图1所示。使用基本公式计算天线尺寸并建模,在此模型的基础上修改某些会影响到天线参数的尺寸,进行反复调节、仿真、验证。
一般来说,偶极子天线由5部分组成,分别为天线臂、微带巴伦线、接地板、馈电线及通孔[12]。图2为印刷偶极子天线和微带巴伦线的等效电路。
接收天线要与后续的滤波整流电路相连,所以要求接收天线的特性输入阻抗为Zin=50Ω。天线谐振频率为2.45 GHz,基板的参数也已知,根据公式计算可初步得到偶极子天线的各部分尺寸,根据此尺寸在ADS Layout中建模。实际使用时,偶极子天线实用SMA接头与后级滤波整流电路相接,为更加真实地模拟实际环境,按照SMA接头的尺寸在馈电线的底部左右加上两个焊盘,焊盘的底部通过方形孔与接地板连接。
对天线仿真时设置基板参数极为重要,这关系到仿真环境与实际环境是否相似,关系到天线实际工作时是否与仿真时一致。在EM中将FR4基板参数设置为介电常数4.5,厚度1.6 mm,铜厚1 oz(35μm),损耗角正切值tanD=0.018。基板的上下均设为自由空间,在基板的cond与cond2两层均铺上厚度为35μm、电导率为5.8×107的铜导体,在FR4基板上映射为hole层。Mesh网格密度设定为40(数值越大精度越高),仿真后发现频率为2.45 GHz时S(1,1)=-18.192dB,输入阻抗Zin=61+j8.15,通过观察Smith原图及S(1,1)曲线图可知,谐振频率点偏高,计算所得的尺寸需要修改。
ADS提供了EM模型的尺寸优化功能,选择wd,wb,ld作为优化尺寸,将EM中的layout模型生成一个单独的元件调入到原理图中,设置Goal控件进行仿真,仿真完成后更新wd,wbld的尺寸,返回layout中再次仿真,仿真及实物实测的wS(1,1)曲线如图3所示,其横坐标为频率,单位为GHz;纵坐标为反射系数S11的幅值,单位为dB。
此时频率在2.45 GHz时的仿真S(1,1)为-40.901 dB,实测为-29.889 dB,吻合度较高。由仿真S(1,1)Smith原图得到输入阻抗为(50.9+j0.002)Ω,非常接近50Ω,而实测阻抗为(48.6+j0.725)Ω。可见,加工精度与SMA接头的焊接影响了天线的部分参数性能。天线结构图与实物图如图4～图5所示。偶极子天线各部分几何尺寸如表1所示。
偶极子天线各部分几何尺寸如表1所示。其中r为孔径的半径,根据SMA接头尺寸焊盘设置为1.4 mm×4 mm,焊盘底部加过孔连接到地板。
1.2 整流电路及输出滤波器设计
二极管是非线性器件,其参数影响到整个整流电路的尺寸及效率,选用HSMS281B作为整流二极管,其主要参数为BV=25V,Cj0=1.1 pF,Rs=10Ω,Imax=400 mA。在设计电路时希望从二极管输入端看上去阻抗为纯电阻,为了保证低通滤波器良好性能,需要在二极管后面加一个长度为λ/4的特性阻抗变换器,末端加一个1nF的电容,λ/4阻抗变换器与电容形成了整流电路的输出低通滤波器,考虑到二极管的寄生参数后的ADS原理图如图6所示。
加入理想高通滤波器的原因是阻止原理图中的直流回流进端口1 (即天线),使用S参数扫描后得到整流二极管与输出滤波器的输入阻抗为(8.15-j0.35) n。使用单枝节匹配电路进行匹配,使用目标控件对匹配电路长度进行优化,宽度设置为2.99 mm。优化后更新匹配电路尺寸再次仿真,得到S(1,1)为-64.224 cdB,输入阻抗(49.95+j0.05)Ω。由于电容C1足够大,从二极管端看进去的输入阻抗不会随着负载的变化而变化,所以即使负载变化,整流电路及输出滤波器的特性阻抗不会变化。
1.3 输入低通滤波器设计
输入低通滤波器采用椭圆滤波器,此滤波器在实现相同要求的情况下尺寸较切比雪夫滤波器或者巴特沃兹滤波器更小,更符合小尺寸的整流电路要求。利用ADS工具中滤波器设计功能设计1个5阶椭圆滤波器,将生成的集总参数元件滤波器转变成分布参数滤波器。由于整流电路使用SMA接头与天线连接,在滤波器的前端加入一段长为4 mm,宽为1 mm的微带线,在滤波器的后端加入一段长为2.5 mm宽为2.99 mm的微带线,在原理图窗口中设置目标控件再次进行优化仿真,仿真模型图如图7所示。
仿真完成后更新参数并且生成layout版图,在版图中再次仿真,结果如图8所示,其横坐标为频率,单位为GHz;纵坐标分别为S(1,1)、S(2,1),单位为dB。由图中可以看出S(1,1)与S(2,1)满足设计要求。
将输入滤波器、整流电路及输出滤波器连接起来,设置单枝节匹配电路的微带线的长度为优化值。在原理图中进行仿真优化,更新优化值之后生成layout版图,同样利用ADS版图与原理图联合仿真功能进行仿真,联合仿真优化建模如图9所示。
设置单枝节匹配电路的3个长度为优化值,设置目标控件进行优化,结束后更新优化值,最终得到的版图及实物图如图10所示,添加了SMA焊盘及接地区域之后的实物图如图1 1所示。
在联合仿真图中,加入微波源代替偶极子天线,阻抗为(50.9+j0.002)Ω,频率为2.45 GHz。使用谐波扫描控件,设置输入功率从0～30 dBm区间变化,对整流天线的整流效率进行仿真验证。整流二极管的转换效率定义为ηd=Pdc/Pin,其中Pdc为整流电路提供给直流负载的功率,而Pin为二极管的输入功率。图12为二极管整流效率仿真曲线,横坐标为负载电阻,纵坐标为整流效率功率扫描从0～30 dBm,可以看出,随着功率的增加二极管的整流效率随之提高,随着负载的增大整流效率会先升到一个顶点后缓慢下降。当输入功率为30dBm,负载值为250Ω时整流效率达到最高为73.9%。
2 实验验证
将天线支撑在支架上,支架上固定一块金属板反射微波提高天线的接收效率,天线的正反面如图5所示。扬声器天线发射的微波是垂直极化波,为了验证线性天线不同的安装方向接收微波的效果,设置两种位置方式的天线如图13所示。
将接收天线放置在距离扬声器天线50 mm的位置,使用信号发生器+初级功率放大器+驱动级功率放大器+末级功率放大器的形式产生微波功率,如果改变信号发生器的输出功率,则可以改变功率放大器的输出功率及整流天线的接收功率。
若使用远区功率传输的傅里斯公式可以大致得到接收天线接收到的功率,但是对于实际结果来说依然会有误差,在此将整流电路取下,只将接收天线固定在反射板上,改变微波输出功率,使用频谱仪观测与记录接收天线在每一个输出功率下的接收功率,记为Pin。再将整流电路接上,再一次连续改变微波输出功率,测量负载端的电压值进而计算整流之后的功率值。
整流电路的整流效率为
式中:η为整流电路的接收整流效率;PDC为直流负载的功率;Pin为测量的接收天线的接收功率;VDC为负载端电压;RL为负载阻值。
实验结果显示,左边的天线安装方式(天线平面平行于扬声器口平面)效果好于右边的安装方式,故以下数据均采取左边天线安装方式的实验数据。图14表示实测不同输入功率及不同电阻负载与整流电路整流效率的关系曲线,横坐标为天线输入功率,纵坐标为整流效率。可以看出,在输入功率为27 dBm、负载为250Ω时整流效率达到最高为72.7%;而功率为30 dBm、负载为250Ω时整流效率为68.5%与仿真时结果略有出入,应该是天线与整流电路的制造工艺与SMA接头的焊接引起。测量负载端电压值为7.02 V,计算功率值为197 mW。
单个天线得到的功率过小,在实际应用中,为了提高空间中微波的利用率必然将使用整流天线阵列。为了进行整流天线阵列的实验,笔者制作了9个整流天线,分别对其进行测试,结果显示每个整流天线的效果不同,同一个负载输出的电压并不一致。分析原因可能有:1)整流电路中二极管及SMA接头的焊接影响了基板的介质参数导致阻抗发生变化;2)所购买的整流二极管可能参数不尽相同。而每个整流天线的效果不同会导致其并联时输出功率会下降。
实验中笔者将9个整流天线进行并联,负载选择为27Ω(9个250Ω并联之后的阻值),整流天线阵列的面积为15cm×20cm将距离调整为500 mm,调整扬声器天线的输出功率使整流天线的入射功率为27 dBm,测量负载端电压值为6.47 V,计算功率为1.55 W。而按照整流天线并联原理计算负载功率值应为1.773 W,实际功率小于理论值。
3 结论
本文使用印制偶极子天线、椭圆滤波器、二极管HSMS281B及各种匹配电路完成了2.45 GHz的整流天线,仿真与测试结果基本吻合,整流效率在输入功率为27 dBm、负载为250Ω时达到最高为72.7%。如果想要提高整流天线的功率,将单个整流天线组合为整流天线阵列即可,缺点是增加了整流天线的面积和成本。如果对整流天线效率再优化,将提高单个整流天线的输出功率;如果在室内加装反射板,则室内的微波能量终将会被整流天线接收并整流。这样的话,人们就可以在室内随处走动的情况下依然可以为手机、平板电脑等进行无线充电,而不是像现在这样只能在固定的位置、很短的距离内为手机充电。
摘要：智能家居热度不减,而家用电器的无线供电也是人们研究的热点。微波无线能量传输具有定向性好、传输距离远的特点,在无线输电领域具有广泛的研究前景。通过仿真计算确定印制偶极子天线的基本参数,完成了偶极子天线的设计和制作。以印制偶极子天线为微波的接收天线,结合椭圆滤波器和整流二极管等制作的整流电路,完成了2.45 GHz频率下的微波输电实验。实验获得了72.7%的RF-DC整流效率及197 nW的直流能量,为家用电器的无线供电提供了一种可供探索的方式。
关键词：智能家居,微波无线供电,偶极子天线,整流阵列
参考文献
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微波功率放大器芯片的热分析 篇5
1 程序分析原理
一般说来,温度的计算是由拉普拉斯的三维方程式决定的:
其中,T(x,y,z)是指被分析物体空间里任意一点,问题的求解可以看作是在一定的边界条件和初始条件求解微分方程或微分方程组的问题[1,2]。但由于控制微分方程组的复杂性以及边界条件的难以确定,一般不能得到系统的精确解。对于这类问题,一般需要采用各种数值计算方法获得满足需要的近似数值解,这就是数值模拟技术。目前解决实际工程问题的主要数值方法包括两大类:有限差分法和有限元法,而后者比前者的应用范围更广,更易于操作。Ansys软件是集结构、传热学、流体、声学、爆破分析为一体的大型通用有限元软件。可以对力场、温度场、流场、磁场、热-流耦合场、电磁-热耦合场等进行仿真。由于Ansys软件功能强大且数值仿真精确,已经成为结构设计、热设计等设计的首选[3]。在Ansys所进行的结构力学分析中,主要使用的是能量方程式,通过Rayleigh-Ritz方法,导出有限元分析的刚性矩阵。在Rayleigh-Ritz方法中,使用能量方程式[4]:
然而,并不是所有问题都适合用能量方程式来处理。对于纯量场问题,如热分析等问题,由于微分方程比能量方程式容易获得,因此采用比较适合Galerkin方法直接生成系统的刚性矩阵。方程式如下[4]:
程序可处理热传递的三种基本类型:传导、对流和辐射,并可进行稳态和瞬态、线性和非线性分析。热分析还具有可以模拟材料固化和熔解过程的相变分析能力以及模拟热与结构应力之间的热结构耦合分析能力。Ansys进行热分析的基本原理是先将所处理的对象划分成有限个单元(包含若干节点),然后根据能量守恒原理求解一定边界条件和初始条件下每一节点处的热平衡方程,由此计算出各节点温度,继而进一步求解出其他相关量。Ansys软件主要包括三个部分:前处理模块、分析处理模块和后处理模块。在实际应用的过程中可以通过很多方法来创建有限元模型,以进行各种相关的分析计算。如何建立模型对分析计算模块及后处理模块有着至关重要的影响。
2 分析过程及仿真结果
2.1 晶体管模型
Ka波段功率输出为2 W的MMIC功率放大器芯片,芯片面积为3 mm×3 mm,所用工艺为D01PH,该芯片采用商业化的0.13μm的GaAs PHEMT工艺进行设计,其晶体管结构采用交叉梳状结构,结构如图1所示,在该结构中y方向的栅指长度为栅长(Lg),x方向的栅指长度为栅宽(Wg),基片厚度为t,漏极区与源极区交替出现在栅指的两侧,最外两侧的源极区通常用于接地,所有的源极区通过空气桥相连接,同样所有的栅指以及漏极区也是分别互相连接。对晶体管模型做如下假设:
(1)耗散功率也就是晶体管产生的热量完全由栅指产生,热量Q分布在Wg×Lg的面积上;
(2)除了下表面,所有表面是绝热的,下表面保持70℃的恒温。
漏极区在y方向的长度为13μm,源极区在y方向长度为10μm。D01PH工艺的栅长是0.13μm,栅宽由用户根据需要进行选择,栅宽越长则晶体管所能输出的功率就越大。基于这样一个简单的示意图可以对其热特性作一个初步的判断:
(1)栅指间距S越宽,其散热性能越好。栅指间距对于晶体管的电特性影响较小,因此增加栅指间距可以在其耗散功率不变的前提下减小其热阻,进而减小栅指下方的沟道温度。
(2)中间区域的栅指温度将会较两端栅指的温度高,栅指中心的温度较栅指两头的温度要高,这是显而易见的,因此晶体管的最高温度处将会是在中间区域栅指的中心。
(3)减小基片厚度t同样可以使晶体管在输出功率不降低、耗散功率不增加的情况下降低晶体管的热阻,从而减小晶体管沟道的温度。有了以上三点判断就可以对晶体管的热特性有所了解。但是,GaAs PHEMT工艺的栅指间距以及基片厚度都是固定的,用户不能任意修改栅指间距和基片厚度,晶体管的热性能除了与晶体管的栅指间距和基片厚度相关外,改变单指栅宽同样也可以改变晶体管散热性能。减小栅宽可以减小单个晶体管的输出功率,同时也会降低其耗散功率,但栅宽的减小同样也会增加晶体管的热阻,降低其散热能力。于是,只有通过定量分析才可以了解晶体管的栅宽与晶体管沟道温度的关系。
2.2 分析及仿真
Ansys软件对等间距栅指排列晶体管的沟道温度进行热分析,首先进行前处理,操作如下:
(1)选用适当的元素、定义元素特性及材料性质;
(2)建立被分析物体的实体模型;
(3)产生有限元素模型。
设计的目标输出是2W,输出计划由8路合成,则每路输出至少0.25 W。该功率放大器芯片采用并联功率合成的方式,4路驱动8路、8路级联8路的方式合成,是一种典型的二进制功率合成方式。主要对第二级的4路驱动进行热分析。
晶体管功率耗散密度为:1.2 744 W/mm,栅宽30μm的栅指输出功率为0.050 9 W,8指并联的输出为0.407 2 W。晶体管的参数(宽、长、高)为:30μm×0.13μm×1μm;衬底的参数(宽、长、高)为:100μn×900μm×100μm,单指的热流密度:。
本例中器件的特性就是其导热特性不同:上层金属的K值设为0.003 W/umK,下层GaAs衬底的导热系数随温度的变化而变化:k(T)=568.73T-1.23 W/cmK,需要输入不同温度下的K值,其中K为热力学温度,经计算,在60℃、80℃、100℃、120℃、140℃、160℃温度下,导热系数如表1所示。
由于Ansys是有限元分析软件,所以需要将无限元实体网格化,以生成有限元实体。而且在网格化(Mesh)时应指定上下层的不同属性材料。另外,由于内存容量的限制以及关心的是衬底温度,尤其是金属层附近的温度,所以采用“整体粗糙+局部细化”的方法,得到网格模型。
通过对晶体管沟道温度的仿真,由图2可以看到,沟道最高温度为170℃,高于晶体管工作的最高温度150℃,经过查阅相关资料,找到了可以让场效应管正常工作方法。
2.3 封装结构模型
目前已出现了多种新型的芯片封装连接技术,它们从高可靠性、高导电率和良好的热传导性能等诸多方面体现出强大的优势。在功率电子封装中,新出现的纳米银焊膏低温烧结连接技术就是一个典型的代表,相比于以往的连接形式(如引线键合等和连接材料(钎焊等)),在结构上更简单,在导电导热等方面显示出更好的性能。运用ANSYS有限元分析软件,针对芯片-粘接材料-基板这一基本结构进行分析。
在实际的封装中,基板的形状和型式多种多样,在热分析中只需考虑粘接层附近一定区域内的情况,因此可将基板简化为一个长方形薄板以简化热分析过程。此外,在实际情况中,芯片-粘接层-基板这一基本结构的基板下面会装有散热装置(如热沉、散热器等)来转移其工作过程中产生的热量。对封装结构简化为如图3所示的基本模型进行热分析,其中在基板层和芯片层之间有一层很薄的粘结层,在基板下表面施加较大的空气对流系数来模拟相应的图3芯片封装模型晶体管模型散热较置所能够达到的散热效果。进行基本热分析时主要考虑芯片-粘接层-基板这一热传导路径。
2.4 对封装模型的分析和仿真
芯片尺寸为:3 mm×2.7 mm×0.1 mm,纳米银层尺寸为:7.2 mm×2.7 mm×0.14 mm,铜(Cu)基板层尺寸:10.8 mm×6.8 mm×0.46 mm。周围环境温度假设为20℃(初始温度为20℃)。有限元分析中,在空气自然对流条件下,对流系数为20 W/m2·K。
模型分为上中下V1、V2和V3三个体,V1芯片是非常薄的发热元件(约0.1 mm),将其模拟为面热源,其尺寸与所用单片一致。V2为芯片的热载体,是MMIC功率单片能否正常散热的关键,由于所用单片为数瓦功率电平,因此其材料的选取至关重要。为保证合成器的可靠工作,在国内率先使用一种特殊的导热材料作为MMIC的热载体,V3为金属铜。
生热率的计算,通过ADS软件对芯片仿真得到芯片的耗散功率为7.975 W,生热率=耗散功率/芯片体积=,封装中材料的参数如表2。
温度仿真如图4,从对芯片封装后温度仿真可以看到,芯片最高温度是37℃,可以满足芯片正常工作,解决了由于温度过高影响晶体管工作性能、减小工作寿命的问题。
参考文献
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[3]Ansvs CFD Flotran Analysis Guide.ANSYS Inc.1995.
大功率微波 篇6
关键词：高功率微波,等离子体,大气击穿,参数优选
0引言
HPM在大气中传输时如果其电场足够强,则能使自由电子获得较大能量,从而使空气发生电离,产生新的电子,随着自由电子的不断增加,将出现“雪崩”现象,在极短的时间内形成自生等离子体,导致大气击穿。
高功率微波大气击穿将产生2个不利的效应:一方面是大气击穿过程中脉冲后续部分被反射,使脉宽变短,致使HPM脉冲传输的能量下降;另一方面是大气击穿会引起击穿点向源方向移动,在某些情况下会伤害自射系统。因此,在HPM传输过程中要避免发生大气击穿。
对于HPM发射参数的设置要考虑2个方面的问题:① 是否有利于HPM的传输;② 对靶目标的打击效应。从传输考虑,降低场能密度以及脉冲宽度有利于传输;从对靶目标的打击效应考虑,要保证入射到目标上的能量密度尽可能的大(能量破坏机制),同时又要保证功率密度足够的高(场破坏机制)。显然这2个方面是矛盾的,因此,需要对HPM发射参数进行优选研究。
1HPM大气击穿的微观机理
自由电子在HPM作用下被加速到极高的速度,电子和中性粒子的碰撞频率与外加等效电场和大气压强等因素有关,一般采用的经验公式为:[1]
式中,p=760e-h/H为大气压强,单位为Torr(133.3 Pa);h是大气高度;H为均值大气高度,平均值为7 km;Ee为微波等效电场强度,单位为V/cm,它与电场强度幅值Em的关系为:
undefined。 (2)
如果碰撞前电子所获得的能量大于中性粒子的离化能,那么电子与中性粒子的碰撞可能使粒子电离出新的电子并形成雪崩电离,相应的电离频率的经验公式为[1]:
在HPM作用时间内,由于电子与中性粒子的离化碰撞起主要作用,可以忽略电子扩散、复合和附着过程,所以电子密度方程可写成:
Ne=Ne0exp(vit)。 (5)
式中,Ne0为初始电子密度,即大气中存在的自由电子数,1/m3。
HPM在自生等离子体中传输时的折射指数为[2]:
undefined
式中,χ为空气的极化率,在自生等离子体中可忽略;ωp=e(Ne/mε0)0.5是等离子体角频率。折射指数随着电场作用时间变化,当n=0时即可认为发生大气击穿。
2HPM在等离子体中的理论分析
下面分析电磁波入射到三层媒质组成的复合媒质界面上的情况[3,4,5]。假设HPM产生厚度为d的均匀自生等离子体层(参量为μ2,ε3,σ2),其两侧都是均匀媒质,它们的参量分别为μ1,ε1,σ1和μ3,ε1,σ3,如图1所示。
假设一平面波垂直入射,由于有2个界面,入射波在第1界面上有部分波被反射,设反射波电场复振幅为Ei0R12,另一部分折射到第2媒质,折射波电场复振幅为Ei0R12,进入媒质2的波在第2界面上部分被反射,其电场复振幅为Ei0T12R23,另一部分折射到第3媒质中,其电场复振幅为Ei0T12T23。上述第2媒质中的反射波在第1界面处又有部分被反射,电场复振幅为Ei0T12R23R21,另一部分进入第1媒质,……,如此继续下去,将有无数次反射和折射。把界面1上总的反射波电场与入射波电场之比定义为反射系数R,把界面2上总的透射波电场与界面1上的入射波电场之比定义为透射系数T。当电磁波在媒质2中传播时,2个界面之间的相位差为φ=k2d。
界面1上的反射场强为:
Er1=Ei0R12+Ei0R12R23R21e-j2φ+
Ei0R12R23R21R23T21e-j4φ+…=
Ei0R12+Ei0T12R23T21e-j2φ[1+R21R23e-j2φ+
(R21R23e-j2φ)2…]。 (7)
界面2上的透射场强为:
Et2=Ei0T12T23e-jφ+Ei0T12R23R21T23e-j3φ+…=
Ei0T12T23e-jφ[1+R21R23e-j2φ+
(R21R23e-j2φ)2+…]。 (8)
利用级数展开式1+x+x2+…=1/(1-x),同时考虑R21=-R12,并用特征阻抗来表示得到界面1上的反射系数和界面2上的透射系数分别为:
undefined
式中,undefined;undefined;undefined,为相应媒质层中的波阻抗。
3数值模拟及参数优选
根据式(9)、(10),再结合前面大气击穿的理论知识和式(1)～(6),给定具体的发射参数和空间环境参数,就可以求出HPM非线性传输时,脉冲通过各层分界面时的透射系数和反射系数以及透过的场能。
3.1选择“合适”的脉冲宽度
假设均匀自生等离子体层两侧为空气。当电场幅值Em=2 894 V/cm,频率f=3 GHz,压强p=14Torr,自生等离子体厚度d=0.02 m。图2为给定条件下规化的功率反射系数和透射系数随脉冲作用时间的变化曲线。由图2可知,随着脉冲作用时间增加,功率反射系数不断增大,功率透射系数不断减小。当作用50.65 ns时,折射指数变为0,此时大气发生击穿。由前面理论分析可知,大气击穿对HPM的传输、打击效应以及发射系统本身有很大不利,因此要避免HPM传输时大气发生击穿。所以在此给定条件下,脉宽要小于50.65 ns。由图2可得,当透射系数为0.5,反射系数为0.5时,脉冲作用了50.11 ns,此时透射系数和反射系数比值为1,可认为此时透射系数相对反射系数不小,反射系数相对透射系数不大。继续增大作用时间,从50.11～50.65 ns,透射系数急剧减小,而反射系数急剧增大,透射能量仅增加了约千分之几,而反射场强增大了1倍。由此可见,图2为给定条件下脉宽选择50.11 ns比较合适。因此,选择透射系数等于反射系数时的脉冲宽度作为“合适”的脉冲宽度,对各方面都是有利的。
3.2选择“合适”的电场强度
当微波脉冲宽度Tp=50 ns,频率f=3 GHz,压强p=10.5 Torr,自生等离子体厚度d=0.02 m。图3为给定条件下整个脉冲恰好能透过时,功率反射系数和功率透射系数随场强变化的曲线图。由图3可知,如果场强为2 399 V/cm,则透射系数为0.5,反射系数为0.5;当场强增大8.5 V后,透射系数变为0,而反射系数变为1,透射能量只增大千分之几,但反射场强却增大了1倍(产生不利影响甚大)。因此,选择当脉冲恰好全部透过时透射系数等于反射系数的场强作为“合适”的场强是合适的。
4结束语
本文在条件简化的情况下,初步探讨了HPM传输参数的优选问题。结果表明,在一定环境下,当HPM的频率和场强一定时,存在一个合适的脉冲宽度;当HPM的频率和脉冲宽度一定时,存在一个合适的场强。对于更复杂的分层自生等离子体的情况,还需进一步研究。事实上,HPM大气传输参数的优选还要考虑现实中其它诸多方面的因素:天线的发射方式、工作模式和靶目标的“敏感”机制等很多因素,这些因素也是以后要研究的问题。
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大功率微波 篇7
微波功率放大器是无线通信系统中重要的模块之一, 是无线通信设备中必不可少的。由于功率放大器的大电流工作状况及非线性输出特性, 使得功率放大器对使用的环境要求相当苛刻。在给定的条件下工作, 功放总耗散功率固定, 耗散的能量一部分转换为射频功率输出, 一部分转化为热能。在功放失配状态下, 功放或反射功率加大或工作电流加大, 无法转换输出的功率转化为热能, 引起功率管温度升高, 当温度超过结温时, 就会引起功率管击穿。为了保证在如此多局限条件下的功放正常工作, 设计了一款功放的失配保护电路。这里所描述的失配保护, 既包含了功放严重失配时对核心器件的保护, 也包含了轻微失配时电路的正确应对的措施。
1失配原因及分析
保护功放的出发点分为2个:功放的核心器件功率管的保护;从功放使用的角度去考虑安全问题。实际上功放使用过程中发生极限情况时解决问题的焦点, 依然集中到对功率管的保护上来。不同类型的功率管从制造工艺、材料类型到供电模式、工作方式, 都有差别。但不论如何分类, 其本质核心就是都有其工作的极限参数:极限工作电压VCM、极限工作电流ICM、负载失配容限等等。保护电路的设计, 就是围绕这些参数来开展。
大多数的功放故障主要由4种原因引起:电流过激失配、电压过冲失配、输入电平失配和输出负载失配, 保护电路就是针对这些失配的做出的防护措施。
根据响应时间的需要, 保护电路采用2种模式, 对功放安全有致命影响且需要快速响应的保护措施采用硬件电路来实现;不需要快速响应或不影响功放安全的保护通过单片机控制来完成。保护电路设计的难点也就在于硬件控制保护和软件控制保护的交接部分的处理, 也是保护电路需要重点解决的问题。保护电路的基本操作流程如图1所示。
2电路实现
电路的实现包含2个部分:硬件电路和软件设计的实现。硬件电路则包含了保护电路所有模块, 分解为单片机、射频链路和电源3个部分来完成。软件设计主要是针对单片机进行编程设计。
2.1软件设计
单片机软件由几个模块组成:主程序模块、定时器中断模块、串口收发中断模块、数据处理模块、衰减量计算模块和延时操作模块等。各种失配状态按照并行分布式结构排列, 单片机根据中断响应从I/O口收集各监测点失配状态并做出处理, 软件程序流程如图2所示。
2.2硬件设计
单片机硬件电路采用当今最流行的AVR系列的ATmega8L实现[3]。
射频链路部分包含了输入耦合电路及检测电路、电调衰减电路、输出耦合电路及检测电路3个部分, 通常电调衰减电路设计在功放内部, 作为功放链路的一部分。保护电路有3处检测点进行了检波操作, 分别为射频输入电平检测、输出功率电平检测和反射信号电平检测。由耦合器耦合输入电平信号送到检波电路AD8313完成输入电平检测, 检测出的电压和门槛电平比较后送单片机进行检验处理操作。输出功率电平检测和反射信号电平检测内置在输出耦合器内部, 检波电路由肖特基二极管完成, 从耦合器端口直接输出检波的电平, 经放大判别后送单片机检测, 检测原理如图3所示。
电源电路的核心是电子开关管的控制操作, 将电压采样电路和电流采样电路的判决电平、反射检测中超出一级门槛的判别电平和输入激励超限的判决电平一起, 合为一路, 来控制一级晶闸管, 通过晶闸管的导通与否来决定开关管的通断, 控制功率管的电源。晶闸管在电路中起到状态保持的作用。在故障排除后, 通过将复位键将晶闸管状态清零, 恢复电源电路的检测保护功能。
失配保护电路将功放电源取样电压和标准电压门槛比较来确立电压是否失配, 通过取样电阻两端的压差计算出的工作电流和电流失配门槛相比较来确立电流是否失配, 反向检测电路检测的功放反射信号电平和两个门槛电平比较, 电平超出一级门槛表示功放输出负载失配。当工作电压、电流超出门槛、反射检波电平超出一级门槛时都直接关掉功放电源。
单片机检测反射的检波电平值、正向检波电平值和输入检波电平值, 当反射电平值小于一级门槛而大于二级门槛、正向检波电平大于门槛电平、输入电平超出额定值但在没有超出门槛时, 单片机控制衰减器减小功放的激励电平。输入电平超出门槛电平时, 由单片机控制关闭功放电源。
电压失配门槛通过功率管工作的极限电压值VCM及功放的供电要求来界定;电流失配门槛由功率管工作的极限电流值ICM按比例降额使用来界定;反射检测2个门槛的设定都是以功放饱和输出时正向检测得到的极限电平为依据。
2.3关键技术
分机设计时需要解决几项关键技术:耦合器的耦合平坦度、硬件保护电路的响应和软件保护措施的衔接以及检波电路的温度漂移问题的解决, 耦合器可以通过外购时提出指标要求来完成, 剩余的2项技术是电路设计的重点内容。
2.3.1 硬件和软件保护的衔接
单片机在处理失配状态下的输入电平的每一次衰减操作, 都需要检测硬件电路各部分的工作状态, 从而节省单片机不必要的操作, 节省响应时间, 实现软件电路和硬件电路保护功能的衔接。
2.3.2 检测电路温补措施
温度变化对检波管的输出影响比较大, 电路设计时需要对对检波管的输出做出补偿措施。文献[4]列出了二极管检波器的温度补偿数学模型, 通过在有限的温度范围内有限的功率电平检测出的实验参数应用切比雪夫拟合算法得到拟合多项式来获得二极管检波器的温度补偿系数TC (T, P) , 则TC (T, P) 就成为一个关于功率P、温度T的函数, TC (T, P) =f (T, P) 。
在实际电路设计时, 需要在分机屏蔽盒上加装温度传感器, 以温度传感器的输出电平和环境温度的线性关系, 则温度就可以表示为温度传感器输出电压的函数T=f (V) ;相应地, 温度补偿系数就转换为温度传感器输出电压V和功率P的函数。
通过多项式拟合技术, 产生一系列二极管检波器的温度补偿多项式, 将相关系数存储, 在软件中增加相应的处理程序即可实现温度补偿。
3设计实例
某L波段10 W功率放大器, 末级增益10 dB, 工作电压28 V, 集电极到基极和发射机的极限电压为60 V, 集电极极限电流2.0 A, 输入回损10 dB, 负载失配容限3∶1, 最高集电极效率40%。功放驱动级为线性工作, 总增益30 dB。不考虑软件因素, 这里只计算功放末级保护时设置的各种门槛参量。
具体功放使用时电源电压一般有拉偏15 %的考核, 所以电压设计门槛要将拉偏电压计算在内并留有余量。这里取设计冗余拉偏25 %, 可计算电源电压门槛为:28 V×1.25=35 V<VCM=60 V;
功放设计时一般考虑线性问题, 所以集电极效率不会达到最高的40 %, 以甲类工作条件的最大电流来计算, 功放管效率20 %, 可以得出电流门槛10 W÷20 %÷28 V=1.78 A≈1.8 A<ICM=2 A;
输入回损10 dB, 即功率传输比90.4 %, 为了保证功率管满额40 dBm输出, 则功放入口需要最小的输入功率为30 dBm÷90.4 %-30 dB=3.2 dBm, 考虑耦合器、衰减器的插损及衰减量冗余, 输入电平需要在计算数值的基础上加7 dB, 得输入功率门槛电平为10 dBm。
负载失配容限3∶1, 对应功率反射比25 %, 按照降额设计, 设计为功率反射比达到20 %时就关断功放电源;通常功放输出驻波比指标要求为2∶1, 即反射比11%, 此时可由单片机根据工作电压和电流的状态判定是衰减输入激励还是忽略影响。由于一级门槛电平的设置是以正向检波电压为基础设定的, 对应到电位器操作, 设置电位器输出电压为功放饱和输出的正向检波电压的20 %, 就可以使功放功率反射比达到20 %时关断功放电源, 同理, 设置电位器输出电压为功放饱和输出的正向检波电压的11%作为比较器的门槛电平。
4实验结果分析
功放调试过程中, 保护电路多次电流过载, 工作电流达到门槛电流时, 电子开关关断, 保护电路响应正常;人为的设置电压失配及输入过激励, 保护电路也正确响应;在增益控制环路开路的情况下, 将输出电缆松动, 改变功放输出驻波比, 控制输入衰减的单片机输出衰减控制电平, 反应正常;功放加隔离器保护后, 将功放输出完全开路, 功放电源直接关断。保护电路各种功能反应正常。各种失配现象及参数统计结果如表1所示。
5结束语
设计的功放失配保护电路使用了取样电阻和功率开关管, 由于器件的功率容量问题, 在大功率功放应用中, 并不适用。采用其他电路以取代取样电阻的使用, 用同样的工作原理, 在找到合适的功率容量的开关器件时, 这个电路也可以应用在大功率功放上做失配保护电路。
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加固计算机的高功率微波防护 篇8
高功率微波武器是将强大的微波汇聚在窄波束内,可用于攻击军事卫星、洲际弹道导弹、巡航导弹、飞机、舰艇、坦克、指控系统以及空中、地(海)面上的雷达、通信和计算机设备,尤其是指挥通信枢纽、作战联络网等重要的信息战节点和部位,使目标电子系统内的关键电子元器件暂时扰乱或永久失效。武器系统越来越依赖于电子设备及其所处的电磁环境,而作为武器核心的计算机系统抗高能微波的能力非常薄弱。如不加防护,则不堪一击。因此,研究高能微波环境下计算机系统的生存能力,进而探索计算机系统抗高能微波加固措施对未来战争中复杂的电磁环境下掌握战场主动权有着十分重要的意义。在研究高功率微波破坏机理的基础上,从电源滤波器设计、抗高功率微波主板设计和信号接口防护方面介绍了加固计算机的高功率微波防护措施。
1 国内研究现状
为了跟踪国际上新军事变革的发展趋势,从20世纪90年代初开始,涉足定向能武器研究领域,对于高功率微波弹等非核“新概念武器”的研究投入了较大人力、物力并取得了长足发展。
但是,目前国内对现有加固计算机系统的高功率微波敏感度和易受攻击部位缺乏全面了解,相应防护部件的研究也仅处于起步阶段。大多数高新武器装备无抗毁能力要求,一些引进的武器系统,在仿制时去掉了防护功能,对作为武器核心的计算机系统特别是加固计算机的定向能武器防护研究仍未展开,需求部门未提指标,设计、生产、验收无考核试验标准,试验条件还不健全。系统级相应防护部件的研究也仅处于起步阶段。
2 HPM破坏机理
高功率微波(HPM)是一种波长在1 mm～1 m的高频电磁波。微波波束可用特殊的高增益天线聚成方向性极强、能量极高的窄波束,在空中以光速沿直线传播。微波武器可在远距离上对光电设备进行干扰,在近距离上杀伤有生力量,引爆各种弹药或直接摧毁目标[1]。HPM 源的基本组成如图1所示。
HPM是一种具备软、硬多种杀伤效应的定向能武器。其性能特点包括:
① 覆盖频谱范围宽,既可作为窄带高功率微波定向能武器,又可作为宽带高功率微波定向能武器;
② 发射波束宽、功率大,能用高强度的辐射场覆盖被攻击的目标,可同时杀伤多个目标;
③ 具有全天候作战的能力;
④ 瞄准精度要求不高;
⑤ 无需对敌方系统准确了解,通过损坏或毁坏电子电路、部件和子系统给敌方产生持续的影响;即使敌方系统关闭,HPMW 也可以造成影响和毁坏;
⑥ 微波效应完全看不见(仅使电路控制系统失效、中损坏),微波源也可做得很小,便于隐蔽使用;
⑦ 要防卫HPMW的攻击,敌方必须加固整个系统,而不是单个部件或电路。
高功率微波脉冲对系统及器件的破坏机制主要有以下几种:
① 高压击穿。电磁能接收后转化成高电压或大电流,由此引起结点、部件或回路间击穿。
② 器件烧毁。包括半导体器件的结烧蚀、连线熔断等。
③ 微波加温。微波可使金属、含水介质加温,使器件不能正常工作。
④ 电涌冲击。脉冲高电压、大电流进入系统、设备,电路像电涌一样烧毁器件、电路。
⑤ 瞬间干扰。当进入的功率较低,导致电路出现干扰,不能正常工作。
高功率微波脉冲对电子及电气设备的破坏过程可以分为渗透、传输和破坏3个阶段。
高功率微波能量能够通过“前门耦合”和“后门耦合”进入电子系统。前门耦合是指能量通过天线进入包含有发射机或者接收机的系统;后门耦合是指能量通过机壳的缝隙或者小孔泄漏到系统中[2]。高功率微波能量的耦合类型主要有3种形式:① 电感应式,即由金属导体长度方向的电场分量感应的电流;② 磁感应式,即由导体构成的环平面垂直的磁场成分感应的电流;③ 电阻耦合,即当导体进入电离了的空气、盐水、大地之类的导电性质的媒质时产生的。当导体的最大尺寸与辐射波长可以相比拟时,此时耦合的效率最高。
然而就高功率微波能量的耦合途径而言,主要有5种:① 天线耦合;② 传输电缆耦合;③ 孔洞或缝隙耦合;④ 电源线耦合;⑤ 回路电磁场耦合。
不同功率密度HPM对电子系统的破坏效应见表 1所示。
3 HPM防护措施
对于加固计算机而言,HPM(含UWB超宽带)防护的重点在于抑制后门耦合。① 整机必须做到完备的电磁屏蔽,这样HPM将无法以辐照的方式直接作用到计算机内对HPM敏感的半导体器件上;② 对计算机与外界连接的各个电端口进行有效的滤波和限幅,使耦合到电缆上的HPM能量在完全进入计算机内前衰减到一个较低的程度;③ 对计算机内部的电路板进行抗电磁干扰设计,使计算机不受干扰的影响。具体解决途径主要包括:电源滤波器的设计、抗高功率微波主板的设计、信号接口的防护以及机箱的屏蔽加固。
3.1 超宽带电源滤波器的研制
HPM和UWB作用在自由空间线缆上可感应出几百V甚至于数十kV的脉冲电压[3]。电源输入端的防护对于加固计算机而言是一个切实需要解决的问题。传统加固计算机的电源滤波设计仅针对GJB151A中的要求进行,时域上响应速度过慢,频域上则仅有数十兆的阻带范围。超宽带电源滤波器的设计思想是:在允用体积和重量范围内,通过使用不同材料、根据不同原理,制备不同频段的滤波器级联来达到尽可能覆盖各频段的目的。抗HPM滤波器设计分为3级:第1级,同轴线微波滤波器;第2级,浪涌及EFT保护级,采取能量吸收方式;第3级,普通军用交、直流滤波器。含有差模电感和共模电感的多级滤波器用过负载能力强的差模电感,改善滤波器低端的插入损耗;在滤波器的各级之间选用高压大电流穿芯电容,使输入、输出端之间的电磁耦合降到最小。
3.2 抗高功率微波主板的设计
计算机的电气功能部件大都集中在主板上,设备的电磁兼容性能力也主要取决于主板对外电磁辐射和抗电磁干扰能力。由于主板上包含多种核心电路,且电气密度很高,导致主板内、外各种电路存在不同程度的相互之间干扰和电磁辐射,而基本上在主板PCB布线完成时,主板的对外电磁辐射和抗扰特性就已经确定。在元器件选型与布局、主板电路原理设计和主板PCB布线等阶段进行信号完整性设计的基础上,根据实际情况运用阻抗匹配、终端匹配、去耦、接地、滤波和屏蔽等技术,并结合电磁分析软件,建立主板辐射效应模型,进行主板的辐射发射仿真分析,尽可能的减小主板电磁辐射,提高主板抗干扰能力。
在主板设计时主要通过以下手段实现设备的电磁兼容:
① 主板布局时,对地层进行合理分配,避免层与层之间的干扰,降低地层的电压纹波,同时减小高频元器件的回路面积;
② 封装的形式会影响元器件的辐射特性,封装工艺好的元器件能够有效地避免噪声辐射,因此在主板设计时需要选择封装屏蔽好的元器件;
③ 主板布线时,应对高频器件走线加入屏蔽层处理,避免天线噪声辐射,抑制共模信号干扰;
④ 部分接口信号采用光耦隔离,避免电磁干扰经导线耦合出去,对于没有进行隔离处理的输出接口加载磁环进行屏蔽,防止天线效应;
⑤ 放置元器件时,避免将辐射较强的元器件与易受干扰的元器件相邻放置,同时对有较大辐射的元器件进行屏蔽隔离处理。
⑥ 对外接口信号的处理:在满足阻抗要求的前提下,微带线采用宽线设计,同时减少表层及底层的介质层厚[4]。
3.3 信号接口的保护
对外接口信号的光纤传输是一种应对外部电磁干扰效果极佳且彻底的防护手段。将计算机常用的对外通信接口VGA、USB、网口、串口和PS/2等全部转换为光纤传输,并配合相应的光接口外设,构建全光通信的局域计算机系统,这是加固计算机解决设备通信与HPM防护之间矛盾的重要解决途径。信号的电光和光电转换主要涉及以下理论和技术:编码转换理论、加扰技术、并串转换技术、电平转换技术和信号驱动和均衡技术。编码转换的作用是通过实现4B/5B、8B/10B等编码转换,消除弱码,有助于直流平衡;加扰技术使能量谱均匀分布、避免在某一频段出现能量峰值,减少铜介质传输的电磁辐射;并串转换技术把并行码字转换为高速串行码流;电平转换实现不同逻辑接口的匹配;信号驱动则对传输信号的能量进行放大,并根据物理介质的要求进行码型调整;均衡技术是对信道损失进行补偿并滤除噪声[5]。
3.4 设备机箱的屏蔽加固
屏蔽是抑制电磁波的有效手段,设备机箱采用具有高电导率、高磁导率材料制成连续屏蔽体,做到完备的屏蔽,避免出现孔缝泄漏和机体搭接不良的情况,这是防止HPM穿透的有效方法。整机屏蔽主要是通过金属机箱材料选择、机箱密封结构设计、缝隙孔洞处理、线缆互连设计和加工工艺等途径解决[6]。对于通风管道、对外接口等必须的缝隙孔洞主要是采用金属网、镀金属薄膜、夹金属网玻璃或波导结构以及旁路电容进行防护。
4 试验情况
微波辐照实验系统组成如图2所示。图2中的效应物为抗高功率微波加固后的加固计算机;效应物所处位置的微波场强/功率密度在试验前由微波接收天线、微波电缆、衰减器、检波器和示波器组成的功率测量系统标定;试验时接收天线放在效应物附近,功率测量系统监测微波源是否正常输出。试验中将记录不同微波参数条件下的计算机的效应现象。
分别以L波段(1.31 GHz)、S波段(2.1 GHz)、C波段(5.308 GHz)及UWB源对加固计算机进行效应测试。试验结果表明,加固计算机可承受102 W/cm2量级的窄带波段连续波脉冲,可承受的UWB辐照场强值达到92 kV/m。图3为UWB辐照试验现场照片。
5 结束语
在信息战条件下,军事电子装备如果没有对HPM武器防护的能力和措施,会带来极严重的后果。提出的计算机高功率微波防护措施经试验证明能有效地抵御高功率微波的攻击,这为武器系统的防护提供了有力的保障。
摘要：高功率微波武器(HPMW)由于波束宽,作用距离远,破坏性强,无需精密跟踪瞄准,所以HPM防护研究是一个既难又必要的课题。在研究高功率微波的性能特点、破坏过程以及破坏效应的基础上,从电源滤波、主板PCB设计、信号传输以及机箱屏蔽等方面给出了针对于加固计算机高功率微波防护的具体措施,并研制了试验样机。在样机的基础上针对性地进行了高功率微波辐照试验,并给出了样机的试验结果。
关键词：HPM,抗高功率微波主板,电源滤波器,屏蔽
参考文献
[1]刘勇波,樊祥,韩涛.高功率微波作用机理及影响条件分析[J].电子对抗技术,2003(4):41-45.
[2]沈文军,刘长海.军用电子设备抗高功率微波技术分析[J].雷达与对抗,2006(1):17-20.
[3]陈海林,陈彬.电磁脉冲作用下自由空间线缆的感应开路电压[J].强激光与粒子束,2006(1):93-96.
[4]鱼群,王亚弟.印制电路板微带线的电磁脉冲实验及防护分析[J].信息工程大学学报,2011(8):432-436.
[5]武斌,夏宇闻.数字视频信号的长线传输[J].电子技术应用,2003(1):62-65.