大功率变压器（共7篇）
大功率变压器 篇1
温升试验是牵引变压器 (含电抗器) 型式试验的一个重要项目。HXD1型重载大功率机车牵引变压器容量大、阻抗高, 因此温升试验容量较大, 对试验电源 (一般为发电机组) 容量要求较高。但是在变压器温升试验时, 作为感性负载的被试品功率因数极低, 因此可以用补偿电容进行无功补偿, 提高试验线路的功率因数, 从而降低对试验电源容量的需求。文中以理论和实践相结合的方式介绍了补偿电容容量的计算及选型, 并提供了一种在被试品上串联电抗器的方式增加补偿电流的方法。
1 电容补偿的原理
直流电路的功率等于电流与电压的乘积, 但交流电路则不然。交流电路中因感性负载和容性负载的存在, 使电路中存在无功功率, 即计算交流电路的平均功率时需要考虑电压与电流间的相位差φ:
式中, cosφ是电路的功率因数。
当电压与电流之间有相位差时, 即功率因数不等于1时, 电路中发生能量的互换, 出现无功功率。对于因感性负载而产生的无功功率, 可以用并联电容器进行补偿。其电路图和向量图如图1所示。
并联电容器以后, 电感性负载的电流未变化, 这是因为所加电压和负载参数没有改变。但电压u和线路电流i之间的相位差φ变小了, 即cosφ变大了, 对于电源来说, 电流的有效值变小了。
对于变压器的温升试验, 线路中的功率因数极低, 在0.1以下, 因此通过上述方法用电容补偿可以大大降低对电源容量的需求。
2 电容补偿的实践计算
在HXD1型机车牵引变压器的温升试验中, 主变压器送电电压10.1 kV;试验电流:240 A, 如果不进行无功补偿, 利用已有的设备, 则需要发电机输出的试验电流将超过发电机的额定电流。通过在中间变压器的高压端并联补偿电容器后, 将发电机侧的试验电流降低到了额定电流以下。试验主电路图见图2。
2.1 被试品试验时送电参数 (感性) :
试验电压:10.1 kV (单相) ;试验电流:240 A;损耗 (有功功率) :140 kW。
2.2 现有设备
5 000 kVA发电机组, 额定电压:6.3 kV, 额定电流:458 A;
5 000 kVA中间变压器 (单相) , 额定电压:6.3/15 k V, 额定电流:793/333 A;
900 k VA发电机组, 额定电压:3.15 k V, 额定电流:165 A;
1 000 kVA中间变压器 (单相) , 额定电压:3.15/1.2 k V, 额定电流:318/832 A。
电容器见表1:
2.3 试验主电路及设备选择
按试验时所需的电压和容量, 选用5 000 k VA发电机 (额定电压:6.3 kV;额定电流:458 A) 及5 000 k VA中间变压器 (额定电压:6.3/15 kV, 额定电流:793/333 A, 短路阻抗为10%) 。
不进行电容补偿时发电机需要提供的电流:
中间变压器的压降:
式中, ex和er分别是短路阻抗的无功分量和有功分量, 设er是ex的0.05倍, 带入上式有中间变压器的压降:
中间变压器电压降是0.649%额定电压。即在计算中间变压器电压时, 可以考虑中间变压器的电压降低约1%。
试验时发电机需输出电压:
通过以上计算, 发电机、中间变压器的电压可以满足要求。但是发电机的额定电流不能满足试验需要。根据被试品的送电电压, 选择额定电压为11 kV的补偿电容器, 接在中间变压器的高压端。
假设试验时, 发电机在额定电流下工作, 则需要补偿电容的数量计算如下:
发电机提供额定电流时的发电机侧功率因数:
(此处忽略线路损耗和中间变压器损耗) , sinφ′=1
按照图一向量图可得折算到发电机侧的电容电流:
补偿电容实际提供的电流为:
所需的电容量为
需要的电容器的最少数量为即最少需要6个11 kV, 2.66μF的补偿电容器。
3 利用串联电抗器提高补偿电容的端电压以增大电容的补偿能力
与电阻器件一样, 电容器内通过的交流电流的大小与其端部电压的大小成正比。当端部电压未达到电容器的额定电压时, 电容器提供的补偿电流就会减小。在HXD1机车滤波电抗器的温升试验时被试品阻抗很小, 通过1 200 A的电流, 两端电压只有210 V。而可以供使用的补偿电容器额定电压为1.5 kV。为了提高电容器提供的补偿电流, 采用在被试品端部串联电抗器的办法, 增大补偿电容器两端的电压, 使的试验时电源的容量降低到额定范围以下。主电路如图3所示。
5 结语
变压器温升试验功率因数极低, 通过以上理论结合实践的分析, 在补偿电容容量计算时可以直接按电源所需补偿的电流值来计算需要的补偿电容数量。对于电源能够提供的有功功率, 只要能大于负载和线路的损耗即可。
补偿电容作用的发挥与其端电压成正比, 当其端电压低于其额定电压时, 则不能提供额定的补偿电流。适当的提高补偿电容的端电压 (在额定电压范围下) , 可以更有效的发挥其补偿作用。
参考文献
[1]变压器试验技术.保定天威宝变电气股份有限公司
[2]电力变压器手册.保定天威宝变电气股份有限公司
大功率变压器 篇2
高压大功率变压器是谐振式高压静电除尘电源的关键部件,其漏感作为谐振电感参与电路工作,直接决定电路的拓扑和控制方式,因此要求变压器设计时,能够对漏感进行较为准确的计算[1]。
变压器的漏感主要受磁芯和绕组结构、制作工艺及工作频率的影响,其中工作频率的影响主要表现为高频下的涡流效应,在低频时可忽略[2]。绕组同心柱绕制的E型磁芯变压器(以下简称E型变压器),其漏感可利用与变压器结构参数有关的一维解析式计算[3],或利用改造后的二维有限元轴对称模型仿真[4]。原副边绕组非同心柱结构的E型变压器,其漏感的一维解析式较复杂,特殊情况下,如绕组紧密围绕磁芯绕制时,可选择双二维有限元模型仿真[5,6]。三维有限元模型在正确建模和剖分的基础上,可得到精确性较高的仿真结果,与二维有限元模型相比,其有限元网格剖分复杂,仿真时间长,对计算机内存和存储器的要求也更高。尤其对于尺寸大、匝数多和绕组结构较为复杂的高压高频大功率变压器,综合考虑建模过程、仿真精度和仿真时间等因素,目前采用二维有限元仿真模型可达到缩短仿真时间、降低仿真难度的目的[4,5,6,7]。
本文以一个输出72 k V/1 A的高频电除尘电源为例,计算应用于该变换器的E型变压器的漏感。该变压器无气隙,原副边绕组同心柱绕制,不考虑涡流效应时,其漏感可用一维解析式计算[3],但该方法对漏磁分布作了较多的简化和等效,计算精度不高。考虑涡流效应后,虽然可使用数值法对漏感进行理论计算,但应用复杂,且只在某些特殊结构下具有较好的计算精度[8,9,10,11]。有限元仿真可准确方便地模拟真实磁场分布,但E型变压器为非轴对称结构,不能直接应用二维轴对称模型,且该变压器副边绕制在与磁芯距离较大的圆形骨架上,也不适用双二维模型。鉴于变压器的结构复杂、尺寸较大,选择适当的二维有限元模型,在满足较高的仿真精度前提下,缩短仿真时间,是较好的选择。
对于无气隙E型变压器,文献[4]基于阻抗相等的概念,通过对磁芯磁导率和导体电阻率进行改造,使仿真模型阻抗与实际变压器阻抗相等,提出了适用于E型变压器仿真的二维轴对称模型,但由于只考虑了一个截面,在等效三维磁场分布上还存在一定缺陷。文献[7]继承文献[4]磁阻相等的理念,由2个不同截面轴对称模型的组合,形成了更接近E型变压器磁场分布的二维轴对称模型,称之为二维ERXP模型。
本文分析的变压器原副边绕组均绕制在磁芯中柱上,且中柱截面为矩形,但文献[7]仅对中柱截面为圆形的E型变压器进行了研究。因此,结合实际变压器的结构和文献[4]对矩形截面的等效,文中对二维ERXP模型进行了合理的改造,得到了适用于该类型变压器的漏感仿真模型。
1 应用背景及漏感计算方法概述
1.1 LCC高压静电除尘电源简介
本文分析的变压器应用在高压大功率LCC谐振变换器上,其电路拓扑如图1所示,输入为直流500 V电压,额定输出为72 k V/1 A。虚线框所示为变压器的简化模型,其漏感Lr和绕组电容Cp作为谐振元件,与外加的串联谐振电容Cr一起组成了LCC谐振。
谐振电流ir简化波形如图2所示,其中,第1、2幅图分别为VT1、VT4和VT2、VT3的开通及关断脉冲。通过对电路的分析可知,漏感Lr直接影响电路的调频调压特性和谐振电流峰值,因此,在设计变压器时,进行准确的漏感计算,对谐振变换器功率器件的选取以及电路的优化设计具有指导意义。
1.2 漏感一维解析算法
变压器漏感一维解析算法,不考虑高频涡流效应,认为磁力线在磁芯窗口一维分布,直接利用变压器结构参数计算[3]。本文分析的变压器初、次级绕组均安放在中柱上,低压绕组为6匝300 mm×0.2 mm铜箔,高压绕组采用1.12 mm漆包线,分别缠绕在12个槽内,每个槽分9层。变压器结构和线圈窗口磁场分布如图3所示,由于应用在高压场合,原副边留有足够大的绝缘距离以保证线圈不被击穿,绕组间的漏磁场能量较大。
变压器的漏感是一个寄生参数,用来表征漏磁通所产生的磁场能量,假定磁场强度H在磁芯窗口线性变化,如图3所示,则总磁场能量Wm可通过对磁场强度H的线性积分求得,等效到初级侧的变压器漏感Lr计算公式为:
其中,I1为变压器原边电流;N1为变压器原边绕组匝数;μ0为空气磁导率;le为磁芯窗口高度;b为原边绕组宽度;d为副边绕组宽度;lav1、lav2为原边、副边绕组平均匝长;S为原副边间隔带的上视面截面积。
一维解析算法忽略了磁芯中的漏磁通,认为磁芯中的磁场强度为零,磁芯窗口的磁场能量即等于总的漏磁能量;不考虑涡流效应,认为磁场在磁芯窗口一维分布,磁场强度在原副边绕组间保持不变。但实际变压器的磁芯相对磁导率不是无穷大,磁芯中的漏磁通会产生少量的漏磁能量,且原边和副边绕组高度均小于磁芯窗口高度,在绕组端部的磁场分布会发生畸变,原副边绕组间磁场强度也非定值,因此,一维解析算法并不适用于漏感的精确计算。
1.3 E型变压器二维有限元仿真模型比较
已有文献提出了几种适用于E型变压器的二维仿真模型,在电磁场仿真方面达到了较小的计算误差[8,9,10,11]。鉴于本文分析的变压器三维结构复杂,导致三维有限元剖分难度较高且仿真时间较长,因此,在综合考虑仿真时间和仿真精度的前提下,通过对几种现有的二维模型进行比较,选择了二维ERXP轴对称模型。
二维轴对称模型适用于轴对称结构的变压器,基本思想是建立一个变压器的1/2模型截面,通过绕对称轴旋转形成实体,以等效实际的三维结构。文献[4]基于阻抗相等的概念,在平行于磁芯最长边的截面(以下简称P截面,如图4所示)建立了改造的1/2轴对称模型,但由图4可见,该模型也存在缺陷,未考虑垂直于磁芯最长边的截面(以下简称T截面),而T截面磁场分布显然不同于P截面。
文献[5-6]提出的双二维模型在P截面和T截面分别建立平面模型,忽略绕组拐角处的能量,仿真结果分别乘以绕组在该平面的延伸长度,相加后等效实际E型变压器的三维磁场分布。该模型适用于绕组紧密围绕磁芯柱的E型变压器,本文分析的E型变压器应用在高压场合,原副边有很大的绝缘距离,副边绕组绕制在距离磁芯较远的圆形骨架上,所以该方法并不适合。
文献[7]提出了一种称为ERXP的二维轴对称模型,该模型结合了文献[4-6]的优势,基于磁阻相等的建模思想,分别在P截面和T截面建立轴对称模型,P截面建立ER模型,T截面建立XP模型。对模型的结构参数进行了改造,使2个模型的等效磁阻与实际变压器磁阻保持一致,并在XP模型中增加了一个额外的磁芯柱,构成低磁阻磁通流通路径,以更好地模拟E型变压器的三维电磁场分布。
通过以上比较可见,二维ERXP模型理论上比其他二维模型更适用于E型变压器的仿真。文献[7]仅讨论了磁芯中柱为圆形截面的情况,本文分析的变压器磁芯中柱为矩形截面,下文结合实际变压器的结构和文献[7]对矩形截面的等效,建立了适用于磁芯中柱为矩形截面的ERXP模型,文中所使用的ERXP模型基本公式均参考文献[7]。
2 ERXP模型漏感计算
2.1 加权平均系数及实际变压器磁阻求解
ERXP模型包括P和T 2个轴对称的截面,2个模型的仿真结果经过加权平均后,等效实际变压器的三维磁场分布。根据ER和XP模型各自对应的绕组上视面截面积,决定加权平均系数。本文分析的变压器,原边绕组为紧密绕在磁芯中柱的铜箔,其上视面截面积相对副边很小,对加权平均系数影响不大,故不予考虑,只根据副边绕组上视面截面积来计算加权平均系数。实际变压器的上视图如图5所示,A1为XP模型对应的副边绕组截面,A2为ER模型对应的副边绕组截面,加权系数η可由式(2)求得,ER和XP模型仿真结果加权平均后得到总仿真结果如式(3)所示。
其中,WERXP、WXP、WER分别为总仿真结果、XP模型仿真结果和ER模型仿真结果。
为建立ERXP模型,首先要求出实际变压器的总磁阻,E型变压器1/2模型的等效磁阻计算模型如图6所示。
根据图6所示磁力线的流通路径可得到1/2变压器的等效磁阻模型,其中,磁阻R1、R2、R3、R4可由式(4)求得,窗口磁阻Rw与磁芯磁阻2R3+R4并联,可由式(5)求出,变压器的总磁阻根据各等效磁阻的连接方式可由式(6)求出。
其中,μ0为空气磁导率,μr为磁芯的相对磁导率,为磁通流通方向上的长度,A为截面积。
2.2 建立ERXP模型
实际变压器磁芯中柱为矩形截面,在保证磁芯中柱磁阻R1不变的前提下,为建立二维ERXP模型,将矩形截面等效为等面积的圆形截面,则紧密绕在磁芯中柱的原边绕组周长会改变,为不影响仿真效果,根据式(7)改变原边导体的电阻率,使原边导体电阻保持不变[4]。
其中,ρm为ERXP模型导体等效电阻率,ρcu为实际铜导体电阻率;la为原边绕组的实际周长,lm为ERXP模型的原边绕组周长。
ERXP模型磁芯中柱磁阻经过上述等效后,与实际变压器磁芯中柱磁阻R1保持一致。ER二维轴对称模型在P截面建立,要保证总磁阻相同,仅需改变P截面中E型磁芯的所有边柱尺寸为t,磁芯窗口尺寸保持不变,如图7所示。
ER模型根据磁通流通路径等效的磁阻模型如图7(c)所示,ER模型总磁阻RER可由R1、Rtop、Router和Rw根据其连接方式由式(8)求得,各磁阻计算公式见式(9)—(11),式中所有尺寸标注见图7(b),其中O表示以对称轴为起点,ri、rave、ro为从起点到相应点距离的尺寸标注。保持磁芯中柱磁阻R1不变,仅改变边柱尺寸为t,使该模型总磁阻RER与实际变压器总磁阻Rtotal相等,解出唯一的未知尺寸t,即可建立ER模型。
XP二维轴对称模型在T截面建立,实际变压器T截面如图8(a)所示,若直接按照此截面建立轴对称模型,则磁力线主要通过空气路径闭合,而实际的三维结构中,磁力线主要通过磁芯闭合,因此在XP模型中附加了额外的磁芯边柱,使得大部分磁通通过磁芯闭合,以更好地模拟实际变压器的电磁场分布。
基于图8(b)所示磁阻模型,XP模型总磁阻RXP可由式(12)求得,其中Rnear,legs、Rtop,near、Rtop,far、Router分别对应图中所示的磁通流通路径,各磁阻计算所需的尺寸标注如图9所示,同ER模型计算类似,各磁阻值的计算应用式(4)。磁芯中柱磁阻R1保持不变,设磁芯边柱尺寸为m,使得RXP与实际变压器磁阻Rtotal相等,求得磁芯边柱未知尺寸m,磁芯窗口的大小由实际变压器的结构计算,并不要求非常精确,对仿真精度影响不大,磁芯窗口高度e和宽度d的求解如图8(a)和图9(b)所示,得到了这3个未知尺寸,即可建立XP模型。
由于实际变压器的磁芯中柱截面为矩形,在建立ER和XP轴对称模型中,需根据等磁阻关系,保持中柱截面积不变,将矩形截面等效为圆形截面,即保持ERXP模型磁芯中柱磁阻R1与实际变压器磁芯中柱磁阻相等,以建立轴对称模型。
2.3 仿真结果及后处理
本文选择了Ansoft公司Maxwell二维电磁场仿真软件,建立ERXP模型来计算变压器的漏感。因为高频涡流效应对变压器磁场分布的影响会表现在漏感上[11,12],故选择了涡流求解器,仿真不同频率下漏感的变化。变压器漏感表征漏磁通所产生的磁场能量,利用Maxwell后处理求解器得到漏感表征的总能量We,则等效到变压器原边的漏感Lr为:
考虑涡流效应时,ER及XP模型的窗口磁场分布如图10所示。
图中,颜色的变化表征磁场强度的变化,a至q代表的磁场强度分别为:1.200 0×104A/m、1.200 0×104A/m、1.102 0×104A/m、1.028 6×104A/m、9.551 0×103A/m、8.816 4×103A/m、8.081 7×103A/m、7.347 0×103A/m、6.612 3×103A/m、5.877 6×103A/m、5.142 9×103A/m、4.408 2×103A/m、3.673 6×103A/m、2.938 9×103A/m、2.204 2×103A/m、1.469 5×103A/m、7.348 0×102A/m、1.170 1×10-1A/m。
由仿真结果可见,漏感能量主要集中在初次级绕组之间,与理论分析相符。原边绕组为300 mm×0.2 mm的铜箔,由于端部效应的影响,磁场强度在原边绕组的端部会发生畸变,副边绕组为1.12 mm漆包线,由于涡流效应的影响,电流在导体中并非均匀分布,且绕组高度小于磁芯窗口高度,磁场强度在绕组之间非一维解析算法所假设的线性分布。
ERXP模型中变压器的漏磁通分布如图11所示。由于磁芯相对磁导率为有限值,磁芯中漏磁通的存在会产生一定的漏磁能量,一维解析算法忽略了这部分能量,这在一定程度上也增大了计算误差。二维仿真全面计算了引起漏感的总能量,包括了磁芯、磁芯窗口及磁芯周围仿真区域所有的漏磁能量,提高了计算准确度。
由于高频涡流效应对磁场分布的影响,漏感随频率的增大有减小的趋势[8],利用ERXP模型仿真了频率在10~100 k Hz之间变化时,漏感随频率的变化曲线,如图12所示,与理论分析相符,可见在变压器设计时,有必要根据工作频率来计算漏感。
3 实验验证及结果对比
本文分析的变压器应用在具有容性输出滤波的DCM LCC谐振变换器上,根据输出短路时的谐振电流波形可求得折算到变压器原边的漏感值,如图13所示。图中,
根据式(14)得到折算到变压器原边的漏感值为7.6μH。图13中谐振电流频率为27 k Hz,此时根据ERXP模型仿真的变压器漏感为7.25μH,变压器漏感理论计算与实验测量结果对比如表1所示。
由表1可见,以实测结果为基准计算误差,ERXP仿真结果的误差仅为4.6%,比一维解析算法具有更高的准确性。
4 结语
大功率变压器 篇3
随着我国经济的快速发展,大型工矿企业、邮电通信、交通运输、国防科研等单位对用电质量的要求越来越高。电网电压的稳定性是电能质量的重要参数,它将直接影响用电设备的运转状态。因此,常常需要在负荷端配置交流稳压器来改善用电质量,保证用电设备的正常运行。稳压器在我国已有20多年的发展历史,其主电路拓扑结构从机械碳刷式到无触点补偿式经历了好几代的发展更新。但目前市场上的很多大功率交流稳压器仍是机械碳刷式结构,由于这种结构的稳压器使用了接触式碳刷进行调节,存在可靠性差、工作寿命短、响应时间长等许多缺点,因此正在被无触点补偿式稳压器所取代[1,2]。基于此,文中提出了一种新型的基于自耦变压器有载调压的无触点串联补偿式电力电子拓扑结构,并采用PLC控制不同的晶闸管切换实现了无触点大功率自动稳压功能和人机交互功能。样机实测结果表明,该稳压器具有容量大、节省材料、调节快速、可调电压范围宽、三相独立调节等优点,是一种具有广泛市场前景的稳压器。
1 电压串联补偿技术原理
电压串联补偿技术原理如图1所示。Uout=Uin+ΔU,其中,Uin为电网侧输入电压,ΔU为补偿电压,Uout为稳压器输出电压。当Uin<Us时 (Us为稳压器的设定电压,一般为额定电压220 V),调压装置使ΔU为正补偿 ;当Uin=Us时,调压装置不动作,ΔU为零补偿。当Uin>Us时,调压装置使ΔU为负补偿[3,4,5]。所以,当电网电压在稳压器的调节范围内波动时,稳压器就可以通过智能调压补偿装置使电压维持在正常的设定电压。稳压器只需补偿电压设定值和实际值的偏差电压,ΔU无需承担负荷的全部电压,从而大大减小了稳压器单位额定容量所需的铁磁材料,也减小了开关器件的实际承载电压,因此,采用电压串联补偿技术研制的稳压器可以做到大容量的输出。
2 主电路拓扑结构分析
稳压器的主电路拓扑结构如图2所示。主电路由带分接头的自耦调压变压器T1和串联补偿变压器T2组成。
S1 ~ S11为通过智能控制系统控制的双向晶闸管模块。S1 ~ S9通过改变自耦变压器的变比而控制自耦变压器T1的二次电压U0,S10、S11通过改变补偿变压器T2的一次绕组的接入点而控制补偿电压的正负。与补偿变压器T2一次绕组并联的RC电路是为了抑制在换挡瞬间因补偿变压器T2一次绕组暂时开路而引起的冲击电流。由于稳态运行时,RC电路只消耗极小的电流,因此在下面的电路拓扑结构分析过程中忽略不计RC电路的影响[6]。为了便于分析,假设补偿变压器T2的一次侧电压U1的参考正极为右端。则根据主电路的电磁关系可得 :
其中,K1、K2分别为T1、T2的变比。
当S10接通时,补偿变压器T2的一次绕组右端接入输入电压Uin,为正补偿。此时,U1的电压为 :
联立式 (2)、(3)、(4),可求出正补偿时Uin、U2的关系如下 :
联立式 (1)、(5),可求出Uin、Uout的关系如下:
当S11接通时,补偿变压器T2的一次绕组右端接入零线,为负补偿。此时,U1的电压为 :
联立式 (2)、(3)、(7),可求出负补偿时Uin、U2的关系如下 :
联立式 (1)、(8),可求出Uin、Uout的关系如下:
由式 (5) 得,当K1分别为1、8/7、8/6、8/5、8/4、8/3、8/2、8/1、0时, 补偿电压U2的值占Uin的比重分别为0、1/(8K2)、2/(8K2)、3/(8K2)、4/(8K2)、5/(8K2)、6/(8K2)、7/(8K2)、8/(8K2)。
由式 (8) 得,当K1分别为1、8/7、8/6、8/5、8/4、8/3、8/2、8/1、0时, 补偿电压U2的值占Uin的比重分 别 -8/(8K2)、-7/(8K2)、-6/(8K2)、-5/ (8K2)、-4/ (8K2)、-3/ (8K2)、-2/ (8K2)、-1/(8K2)、0。
分析以上补偿电压值和K2的关系,可以从理论上得出 :K2的值越小,电压补偿范围越大。结合工程实践经验数据[7],这里取K2的值为5。则可以得出各个晶闸管导通和补偿电压U2相对于输入电压Uin百分比的对应关系如表1所示。若设定的额定输出电压Uout为220 V,根据表1中数据可得 :当电压为最大正补偿20% 时,Uout=1.2Uin,则输入电压Uin最低可以为184 V ;当电压为最大负补偿 -20% 时,Uout=0.8Uin,则输入电压Uin最高可以为275 V。因此,这种拓扑结构可以设计出宽范围、大容量的稳压器。
3 控制系统实现
由于大多数大功率交流稳压器的运行现场环境恶劣,电磁干扰严重,电压波动大,因此采用了以抗干扰能力比较强的PLC为核心组成的控制系统。
3.1 控制系统硬件组成
控制系统的硬件组成如图3所示。PLC控制系统由低成本、高性能的台达DVP28-SV系列主机、I/O扩展模块和DOP-B系列触摸屏组成[8]。
三相电压先经过电压检测电路转换成适合PLC的A/D模块输入范围的信号,然后经过PLC的A/D输入后被量化成与实际值对应的数字量存储在PLC的数据寄存器中。PLC程序对电压设定值与采集的电压实际值及当前挡位进行比较、运算后,将输出调节到相应的挡位。PLC的输出信号经过驱动电路后控制晶闸管模块进行切换来实现换挡调压[9]。
温度控制通过放置在低压绕组最热处的Pt100热敏电阻和台达的DVP-04PT温度转换模块进行采样、量化,然后与设定值进行比较后执行相关动作。当变压器负载增大,绕组温度达到100℃时,温度控制程序自动启动风机冷却 ;当绕组温度降至100℃以下时,程序自动停止风机[10]。若温度已经达到150℃,此时温度已经达到了变压器能够继续正常运行的极限,则接通旁路电路,由市电直接供电。
人机界面使用台达DOP-B系列触摸屏进行组态,DOP-B触摸屏通过RS-485通信接口与PLC进行数据交换。通过触摸屏可以实现对电压、温度、挡位等相关参数的显示和设定,手动、自动调压切换,旁路电路切换等人机交互功能。
3.2 控制系统软件设计
控制系统程序通过PLC梯形图语言编程实现。软件设计流程图如图4所示。本系统将补偿电压按照表1所示的补偿百分比分为负补偿8个、正补偿8个和零补偿共17个挡位输出。开机后,系统先将挡位初始化为零补偿输出,然后进行延时和三相输出电压、变压器温度参数的采样。若电压超出输出电压设置的阈值范围,而挡位又达到了极限值,则经延时再次采样,判断异常后切断输出并报警,直到输出电压恢复正常范围后再次启动输出。若电能参数不满足输出停止的条件,则程序继续往下执行,判断温度参数。当温度超过了需要散热的下限但并未达到变压器的耐温上限值时,则启动风机 ;当温度超过了变压器的耐温上限值时,则接通旁路并报警。如果电能参数和温度参数都在可调范围内,则运行数据处理程序进行档位选择并执行输出开启和档位输出。
3.3 晶闸管的驱动与保护
电力电子开关采用MTC系列晶闸管模块,晶闸管驱动电路采用飞兆半导体公司生产的光耦合双向可控硅驱动器FOD4218芯片。晶闸管驱动电路原理如图5所示。
图5中R1、R2为触发晶闸管的门极电流匹配电阻,R3为输入限流电阻,R4为限压保护电阻。D1、D2为整流二极管1N4007,最大反向耐压为1 000 V。为了防止在换挡的瞬间由于S1 ~ S9晶闸管任意两个直通或S10、S11晶闸管直通而引发短路故障,在每个晶闸管电路分支中都串接了熔断器,当电流超过一定值时就会熔断并自动报警,从而保护稳压器设备和后端负载的安全[11,12,13]。程序中换挡时设计了半个市电周期的延时,在延时期间,所有的驱动信号都置0,以保证上一个挡位的晶闸管完全关断。由于补偿变压器T2在电路中功能的特殊性,当一次侧绕组由于驱动信号置0而暂时开路时,会导致变压器铁芯深度饱和,在变压器一次侧绕组产生过电压,在二次侧绕组产生冲击电流,因此采用了RC电路并联在补偿变压器的一次侧,比较好地解决了由于换挡而引起的冲击电流问题。
4 样机性能实测
研制的大功率交流稳压器样机经过反复调试,已经实现了其预期的全部功能,其主要技术性能为额定输出容量1 500 k VA ;稳压范围185 ~270 V ;稳压精度±3% ;调压时间≤200 ms( 可以在一定范围内设定 ) ;三相电压实时显示、自动平衡功能 ;输出过压、欠压、缺相保护及延时恢复 ;变压器温度实时监测及温度超限报警。
5 结语
大功率变压器 篇4
1.1 应用范围
三相调压器在各行各业都应用的非常广泛, 尤其在电力系统中, 三相调压器常用于对电力设备进行性能检测。
1.2 传统三相调压器的缺点
传统的三相调压器是匝数比连续可调的自耦变压器, 当调压器电刷借助于手轮主轴和刷架的作用, 沿线圈的磨光表面滑动时, 就可连续地改变匝数比, 从而使输出电压平滑调节。
由于采用手动调节, 传统三相调压器存在如下不足:
●调整速度慢, 效率低, 不适合需要频繁改变输出电压的场合;
●调整精度低, 不适合要求控制精度较高的应用场合;
●输出受输入影响严重, 输入的三相不平衡会导致输出的不平衡;
1.3 全自动三相调压器设计思想
在电力系统, 众多采用三相电源工作的设备需要在较宽的三相工作电源环境下检测其性能, 为了提高检测效率和检测水平, 通常需要在保证调整精度的情况下可以快速的实现不同三相电压设置点的调整, 传统的手动调压方式已无法满足这一需求。为了提高三相调压器的调整精度与调整效率, 可以通过设计出一种全自动三相调压器来实现这一目标。
2 整体方案的选择
2.1 实现方案
有两种方案可以实现全自动三相调压控制目标, 分别是单电机主轴驱动模式及三电机独立刷架驱动模式。
单电机主轴驱动模式是采用一个电机带动一个主轴, 主轴上固定有三个同相位的碳刷架, 当电机运转时, 三个刷架会同时运转实现输出电压的调节。
三电机独立刷架驱动模式采用三个电机对三个调压线圈上的刷架进行控制, 三相控制完全独立。
2.2 方案比较
单电机主轴驱动模式具有结构简单实现容易的特点, 但由于三相刷架受同一个电机的控制, 如果三相输入不平衡, 同样会造成输出的不平衡。
三电机独立刷架驱动模式结构较单电机主轴驱动模式复杂, 每个调压线圈需配置独立的采样驱动电路, 但可以保证良好的三相输出平衡度和控制精度。
三电机独立刷架驱动模式更适用于对控制精度要求较高的场合, 因此选用该方案做为大功率全自动三相调压器的设计方案。
3 硬件设计方案
3.1 硬件结构组成图
大功率全自动三相调压器三相输入输出电压采样电路、RS232与RS485通信电路、辅助电源模块、主控单元、三路隔离电机驱动电路组成。图1描述了该装置硬件结构图。
主控单元内置的ADC实现了三相输入输出电压的模数转换, 根据RS485或RS232上位机设置的输出电压对三相电机进行控制, 最终实现输出电压与设置电压一致的目标。
3.2 硬件设计特点
3.2.1 32位高性能处理器设计的主控单元
主控单元采用意法半导体的STM32F103系列32位芯片作为中央处理单元, 该处理器具有丰富的接口可供使用, 其内置多通道的ADC转换模块用于读取三相输入输出电压、多路串口分别实现RS232与RS485通信接口用于上位机控制、三路PWM配合IO控制可实现对三相电机的调速与转向控制。
3.2.2 高精度的分压采样电路
32位处理器内置的高速AD转换器配合DMA存储技术可实现每秒对高达1万次的采样数据进行分析, 保证了采样精度。
AD采样的前级电路采用了精度为0.1%, 温漂低于25PPM的分压电阻, 隔直分压滤波后, 经高精度运用构成的信号调理电路进行缓冲保护。
其原理结构图如图2所示。
3.2.3 丰富的上位机通信接口
可通过RS232和RS485接口进行通信, 通过上位机或本地人机操作界面, 实现包括主控单元控制、参数设置、调节过程查看等服务
3.2.4分相调节全隔离电机驱动控制
采用分相独立调节技术可以精确的实现每相电压的调整。从而使三相输出电压平衡性能不受输入电压的影响。
在对每相电机的驱动中, 均采用光电隔离, 确保在驱动电机过程中产生的干什扰信号不会反馈到采样控制系统中, 保障了处理器运行的稳定性。
三相电压调整所用的直流减速电机的驱动采用ST公司的L298N芯片, 驱动原理示意图如图3示。
图中IO11, IO12为处理器的IO口, PWM1为处理器的PWM输出接口, 经TLP521光隔之后输入至电机驱动芯片L298N, 从而实现电机转向及转速的控制。
3.2.5 电机限位保护设计
为了防止直流减速电机在顺时针或逆时针转动至限制位时停止驱动, 设计时在顺时针及逆时针限制位均设有行程开关, 当电机控制碳刷到达停止位时, 自动切断该转向电源以保护电机。
4 软件设计方案
4.1 软件控制流程
全自动三相调压器控制程序采用模块化设计, 主要由定时器模块程序、AD采样转换模块程序、PWM波形输出程序等组成, 流程图如图4所示。
在图4中, 控制软件将三相调压器实际输出值与用户设定值进行比较, 采用分级调速技术快速将输出值调整至用户设定值。
4.2 软件控制特点
软件采用了分级同时调节技术, 四级调速的设计兼顾了三相调压输出调速的快速性与精确性;同时调速是指可同时对控制三相输出电压的三个电机进行调节控制, 提高调整效率。
5 试验结果数据分析及结论
经过实验室运行结果分析, 该方案所设计出的全自动三相调压器能够快速准确的调节, 调整时间小于10秒, 控制精度小于0.5%, 成功的解决了人工调节存在的一系列问题, 为电力设备的检测机构或生产厂家对所生产的设备进行检测校验提供了有效手段。
摘要：本文介绍了一种三相自动调压装置。采用的是控制电机的转动调节变压线包输入输出比例的方式, 调节电压达到用户所需值, 实现三相电压的准确快速调节, 解决了人为调节的安全、调节速度慢、调节准确度低的问题, 还能及时发现电压的变化。通过对三相电压的安全、快速、自动化调节, 为电力设备的检测机构或生产厂家对所生产的设备进行检测校验提供了装置。
关键词：三相电压,直流减速电机,调压线包,电压精度
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大功率变压器 篇5
电力机车负荷具有非线性、不对称和波动性的特点[1],会将产生的谐波和负序电流注入到电力系统中。 随着高速铁路的快速发展,电力机车的运行对电网电能质量的影响也日益加剧。 采用相序轮换、 提高系统电压等级等方法的治理效果有限,因此高速铁路的电能质量问题成为国内外研究的热点[2-11]。
目前对电气化铁路谐波、负序和无功问题,主要采用投切电容器或者SVC等补偿装置[2-3]来完成,但对无功容易产生过补偿,且对谐波和负序的补偿效果不佳。
铁路功率调节器RPC (Railway static Power Conditioner)[5-6]是一种能够综合补偿谐波、负序和无功的装置,由日本学者首次提出。 现有的利用RPC的综合补偿方法,牵引变压器多采用阻抗匹配平衡变压器,通过调整控制策略,使牵引变压器二次侧两相负荷大小相等、功率因数相同,即可满足一次侧负荷对称的要求[12]。 已有研究RPC在Scott接线变压器情况下的能量优化问题,由于负序和无功电流的补偿各不影响,控制策略中可以单独考虑负序或无功的补偿度[13]。 而对于V / V变压器下的RPC研究较少。 文献[14-15]研究了高速铁路采用V/V牵引变压器的情况下,利用RPC进行负序和谐波电流综合治理的方法,均完全补偿了谐波和负序电流,但是RPC所需容量较高。
本文研究了优化补偿情况下,RPC装置谐波和负序电流补偿量的检测方法。 完全补偿是指将谐波和负序电流尽量消除的补偿方式,优化补偿是指将谐波和负序电流减小到满足国标要求的补偿方式, 从而减小装置补偿所需能量。 针对RPC的补偿能量,本文提出了3个补偿指标,即有功补偿度 γ、无功补偿角度 φ、谐波补偿度 ψ;对RPC进行最优稳态功率分析,采用粒子群优化(PSO)算法[16]计算出RPC最小补偿能量下所需的 γ、φ 和 ψ,通过对这三者的控制实现RPC的最优能量控制。 采用能量优化补偿方法对RPC进行容量配置,并针对补偿的实时性要求,提出了一种工程应用方法。 仿真结果表明, 本文提出的能量优化补偿策略可以减小RPC的补偿容量,提高装置的经济性。
1 RPC补偿的原理
RPC补偿装置结构图如图1所示。 系统电压为220 kV,高速铁路牵引变压器采用V / V接线方式, 两供电臂接触线额定电压为27.5 kV。 定义图中右侧供电臂为 α 供电臂,左侧供电臂为 β 供电臂。 RPC补偿装置通过降压变压器连接到2个供电臂。 RPC的2个电压源变流器通过直流电容给2个变流器提供直流电压。 通过控制RPC来实现谐波、负序的综合补偿。
假设系统电压为理想电压源,一次侧三相电压UA、UB、UC分别为:
其中,U为A、B、C三相相电压有效值。
设V/V接线变压器变比为k,则可得到2个牵引供电臂电压Uα、Uβ分别为:
其中,UAC、UBC分别为牵引变压器一次侧AC、BC相间线电压。
高速铁路采用交直交电力机车,为了分析方便, 假设负荷功率因数近似为1[14],则补偿前 α、β 两供电臂基波电流Iα0、Iβ0为:
其中,Iα0、Iβ0为补偿前 α、β 两供电臂基波电流有效值,IaL、IbL为负荷基波电流。
牵引变压器一次侧电流IA0、IB0分别和二次侧电流Iα0、Iβ0同相位。 由式(1)—(3)可得补偿前的电压、 电流关系,如图2所示,补偿前A、B、C三相电流IA0、 IB0、IC0不平衡,存在负序电流,IA0滞后UA30°,IB0超前UB30°。
要使补偿后三相电流IA、IB、IC平衡,则补偿后IA、IB应分别和UA、UB同相位且大小相等。完全补偿后的三相电流相量图[15]如图3所示,补偿可分为有功补偿和无功补偿,有功补偿的补偿电流方向和IA0、IB0方向平行,补偿量为ΔIPα、ΔIPβ,无功补偿的补偿电流方向和IA0、IB0方向垂直,补偿量为ΔIQα、ΔIQβ。
设Pα0、Pβ0分别为补偿前α、β两供电臂的负荷基波有功功率。根据补偿前后牵引供电系统提供给负荷总有功功率不变的原理,完全补偿需要补偿的有功量ΔPα、ΔPβ的绝对值大小相等,且和为零,分别为:
完全补偿需要补偿的无功量 ΔQα、ΔQβ为:
由图3可见完全补偿后三相电流IA、IB、IC平衡, 大小相等,且相互相差120°。
2补偿装置的能量优化
2.1负序补偿的能量优化
采用V/V接线牵引变压器情况下,正序电流和负序电流的计算公式为:
其中,a=ej120°。
根据GB/T15543《电能质量三相电压不平衡》, 设公共连接点(PCC)的正序阻抗与负序阻抗相等, 则牵引负荷引起的PCC处负序电压不平衡度 εU2计算公式为:
其中,UL为牵引网额定电压,单位为kV;Sk为PCC的三相短路容量,单位为MV·A;I2为电流的负序值,单位为A。
由式(7)可得:
RPC完全补偿负序电流所需能量较高,经济性较差,实际中可仅补偿到满足国标要求。 GB/T15543规定:接于PCC的每个用户引起该点负序电压不平衡度允许值一般为1.3%。 考虑一定的补偿裕度,可令补偿后电压不平衡度小于国标规定。 对于特定的牵引供电系统,UL、Sk已知,即可由式(8)得到补偿后的负序电流目标值I2*。
采用优化补偿时电压、电流关系如图4所示,补偿前电流为图2中对应的IA0、IB0,补偿后电流为I′A、 I′B,有功电流补偿量为 ΔI′Pα、ΔI′Pβ,无功电流补偿量为 ΔI′Qα、ΔI′Qβ。
考虑能量优化补偿情况时,定义2个补偿指标,分别为有功补偿度γ、无功补偿角度φ,其中γ[0,1],φ[0,π/6]。定义φ为I′A和IA0(或IB0和I′B)之间的夹角。需要补偿的有功量ΔP′α、ΔP′β的绝对值大小相等,且和为零。定义γ为:
有功量 ΔP′α、ΔP′β分别为:
无功量 ΔQ′α、ΔQ′β分别为:
α 供电臂需要补偿基波能量为:
β 供电臂需要补偿基波能量为:
RPC补偿需要的总的基波能量S′1为:
RPC在补偿过程中所需的基波总能量是m、n、 φ、γ 的函数,其中在m、n一定的情况下,可以求 φ、γ 的最优解使S′1在最小能量下补偿。
图4中优化补偿情况下,设I′α、I′β为补偿后二次侧目标电流基波,分别和I′A、I′B同相位。将补偿后二次侧基波电流Iα=I′αej(-30°+φ),Iβ=I′βej(-90°-φ)代入式(6),其中I′α、I′β分别为I′α、I′β的有效值,经过计算可以得出I-为:
其中,I-为负序电流I-的有效值。
利用式(8)得到的I2*,可得约束条件:
以式(15)为目标函数,则可以通过PSO算法[16]求满足负序要求的RPC能量优化问题:
由式(18)求得满足S最小时的最优解 φ、γ。
2.2谐波补偿的能量优化
谐波完全补偿时所需谐波能量S2为:
其中,Uα、Uβ分别为 α、β 两供电臂电压有效值,Iαh、Iβh分别为 α、β 两供电臂第h次谐波电流有效值。
根据GB/T14549—93《电能质量公共电网谐波》,可以将比较严重的3、5、7次谐波电流补偿到满足国标要求的谐波电流允许值I*3、I*5、I*7,其他次谐波电流完全补偿,并可使总谐波畸变率THDi低于给定值THD*i。定义谐波补偿度为ψ,优化补偿后的谐波电流为I′αh、I′βh,补偿前谐波电流为Iαh、Iβh,则ψjh(j=α或β;h=3,5,7)为:
若THDi≤THDi*,ψjh可由下式计算得到:
若THDi> THDi*,则 ψjh可由下式计算得到:
ψjh可以根据实时检测到的Ijh由式(21)、(22)直接算得。
谐波优化补偿时所需谐波能量S′2为:
S′2 = S2 - Uα 姨h=3 ，鄱5 ，7(I′α h )2- U β姨h=3 ，鄱5 ，7(I′β h)2(23)
经过负序补偿和谐波补偿的能量优化后,RPC补偿所需总能量S为基波能量S1′和谐波能量S′2之和:
3应用分析
3.1实时补偿解决措施
以某个实际牵引变为例,α、β 两供电臂实际负荷功率Pα0、Pβ0变化范围分别为0~20 MW,以1 MW为变化步长,对Pα0、Pβ0各种负荷组合情况利用2.1节所述方法进行PSO离线计算,求出满足不同负荷情况下的最优解 φ、γ,制定出补偿度和负荷情况对照表。 表中数据满足下式:
以有功补偿度 γ 为例,α 供电臂实际负荷功率为Pα0j时,γ 以 β 供电臂负荷功率Pβ0为变量拟合得到的多项式为:
根据aij随Pα0 j的变化情况,可以拟合得到ai以Pα0为变量的多项式为:
这样就可以拟合得到 γ 以连续量Pα0、Pβ0为变量的多项式为:
同理可以得到 φ 以连续量Pα0、Pβ0为变量的多项式:
对于算得的 φjk、γjk为零的情况,不计入多项式拟合的计算中。 l、l′、h、h′的值根据实际情况和要求的拟合度确定,本算例中参数的拟合度在99%以上。
将式(9)代入式(29)、(30)可以近似得到 φ、γ 用m、n表示的多项式:
其中,m[0,40],n[0,20]。
3.2 RPC容量配置
利用能量优化补偿策略,将RPC的容量配置为S*:
S′1max、 S′2max可根据实际负荷变化情况,利用能量优化方法,事先离线计算得到。 根据谐波的实测数据,谐波含量较低,基本符合国标要求,能量优化补偿下谐波容量S′2max相对于完全补偿下谐波容量S2max有一定降低,但主要是负序问题决定着RPC补偿装置的容量。
以3.1节中实际牵引变为例,当 α、β 两供电臂实际负荷功率Pα0、Pβ0变化范围分别为0~20 MW时, 能量优化补偿所需S′1的最大值S′1max出现在一供电臂负荷为0 MW、另一供电臂负荷为20 MW处,此时 φ、γ 分别为13.03°、0.592 3,S′1max为12.84 MV·A。
由式(4)、(5)可得完全补偿时所需基波能量S1为:
对于不同的负荷情况,S1的最大值S1max出现在两供电臂负荷均为20 MW或一供电臂负荷为0 MW、 另一供电臂负荷为20MW处,此时S1max为23.10MV·A, 能量优化补偿方法下负序容量S′1max仅为完全补偿下负序容量S1max的55.58%,提高了补偿装置的经济性。
3.3对实际负荷功率因数不为1的修正
考虑功率因数不为1的情况下,牵引变电所α、β两供电臂负荷可能出现以下4种情况:两臂均为牵引工况;两臂均为再生制动工况;α供电臂为牵引工况,β供电臂为再生制动工况;α供电臂为再生制动工况,β供电臂为牵引工况。补偿前A、B、C三相电流I′A0、I′B0、I′C0不平衡,存在负序电流。以图5(a)中两臂负荷均为牵引工况为例,I′A0滞后UA角度30°+θα,IB0超前UB角度30°-θβ,θα、θβ分别为α、β供电臂的功率因数角。其他负荷情况见图5(b)、(c)、(d)。
以图5(a)中两臂负荷均为牵引工况为例,由实际负荷电流I′A0、I′B0的基波电流IA1、IB1按2.1、3.1节中方法进行分析,φ、γ由式(31)直接计算得到。
定义 α、β 两供电臂基波负荷的无功补偿角度分别为 φα 、φβ 。 定义 θα 、θβ 值的正负如下:θα 超前UAC取正号,滞后UAC取负号;θβ超前UBC取负号,滞后UBC取正号。
对负荷功率因数不为1进行补偿度修正,φα可由式(34)得到:
φβ可由式(35)得到:
此时补偿的最优程度虽然不及PSO算出来的精确,但是既达到了国标的要求,又满足了补偿的实时性要求,有利于工程的实际应用。
4谐波、负序电流的检测和控制方法
采用的RPC装置谐波和负序检测原理图见图6。
经过RPC装置补偿后的 α、β 供电臂的基波目标电流i′α、i′β为:
将α、β两供电臂负荷电流检测值iaL、ibL与i′α、i′β相减,此时补偿量中包含全部谐波,再减去满足国标要求的谐波电流i′αh、i′βh(h=3,5,7),即可得到需要补偿的谐波和负序电流为:
将得到的 α、β 两供电臂补偿电流目标值iac、ibc通过滞环比较控制环节,即可控制变流器进行谐波、 负序的综合补偿。
5仿真分析和验证
以京津高速铁路某实际牵引变为例,3.2节中已经验证了能量优化补偿策略下的RPC装置容量比完全补偿下的容量减小很多,对于实际负荷需要补偿的能量小于额定容量S*的情况,能够根据式(21)、 (22)、 (31) 实时地计算各补偿度, 采用MATLAB / Simulink仿真验证能量优化补偿策略的优越性。 系统的仿真参数如下:三相电压为220 kV;牵引变压器变比为220∶27.5;牵引变压器短路阻抗Uk为8.6 %; 次边绕组负载损耗为225 kW;RPC降压变压器变比为25∶1.25;RPC输出电感为0.1 mH;RPC直流电压为4 kV;直流侧电容为0.2 F;PI参数为KP= 30,KI= 10;滞环比较器滞环宽度为0.2 H / A。
假设系统电压三相平衡情况下,某工况下 α 供电臂有功功率为19.71 MW,β 供电臂有功功率为4.47 MW。 负载采用电阻负载并联不可控整流负载, 功率因数近似为1且含有谐波[14],满足高速铁路负荷的特性。 设计满足以上功率负荷,α 供电臂负载为0.20 Ω 电阻负载并联不可控整流负载,不可控整流负载为0.23 Ω 电阻串联0.07 H电感,β 供电臂电阻负载为0.75Ω,不可控整流负载1.15Ω 电阻串联0.35 H电感,两供电臂负载功率不相等。 负载通过变比为27.5∶1.5的变压器接入牵引网。 图7(a)为补偿前三相电流波形,可以看出三相电流不对称,且含有谐波。
考虑能量优化补偿的情况下,设系统短路容量为1 000 MV·A,εU2考虑补偿裕度设为1%,可以根据实际情况灵活调整。 将式(37)中补偿电流iac、ibc加上谐波电流i′αh、i′βh(h = 3,5,7),则对负序进行优化补偿,对谐波完全补偿。 由式(8)可得优化补偿时负序电流有效值限值I2*= 26.24 A。 采用式(31)求得对应的无功补偿角度 φ 为13.34°,有功补偿度 γ 为0.5326。 图7(c)为只优化负序时补偿后三相电流波形。 对负序和谐波均进行优化补偿时,3、5、7次谐波电流限值按照国标折算到1 000 MV·A短路容量取4.8 A、 4.8 A、3.4 A,谐波畸变率THDi*限值取3%。 补偿后三相电流波形如图7(d)所示。
补偿前、完全补偿后和优化补偿后各项指标的仿真结果见表1。
由图7和表1可以看出,完全补偿和优化补偿后谐波都明显减少,有良好的治理效果。 负序优化补偿后的谐波电流THDi比完全补偿后谐波电流THDi要低,这是因为在直流侧电容一定的情况下,负序优化补偿时补偿的目标电流比完全补偿时小,所以补偿的效果比完全补偿要好;而谐波和负序综合优化补偿后谐波电流THDi小于且接近3%,与给定的谐波畸变率THDi*限值相符,相对于完全补偿,一定程度上降低了补偿装置所需的谐波能量。
RPC补偿前谐波电流较高,负序电流较大,负序电压不平衡度为1.67%,超过国标规定。 完全补偿后,负序电流可以基本全部消除,三相电流接近平衡, 负序电压不平衡度近似为零,但RPC所需补偿负序能量较高,为20.67 MV·A。 优化补偿后,负序电流可以按需补偿到该系统的负序电流限值,负序电压不平衡度也与给定值 εU2相符,满足国标要求,且RPC所需补偿负序能量大幅减小,减小了10.56 MV·A,优化补偿所需负序能量为完全补偿的48.91%。
本文所提的能量优化补偿策略能够有效减小RPC装置所需补偿能量,本算例中负序优化补偿使RPC补偿装置的能量从24.16 MV·A减至13.95 MV·A, 谐波和负序均优化补偿后,装置所需能量进一步减小为13.21 MV·A。 RPC补偿能量的减小,一方面靠使谐波和负序电流只补偿到满足国标要求;另一方面对于特定的谐波和负序电流限值,计算出RPC所需总能量S较小情况下的有功补偿度 γ、无功补偿角度 φ 和谐波补偿度 ψ。 由此给出的补偿目标电流量控制方便,易于实现。
6结论
本文提出的RPC容量配置和能量优化补偿策略,能够减小装置的设计容量,且能使装置在较小能量下补偿谐波和负序电流,既能使谐波和负序电压不平衡度满足国标要求,又能提高装置的经济性。
对RPC进行最优稳态功率分析,在满足特定谐波和负序电流限值的情况下,提出的检测方法能够直接计算出补偿总能量S较小时无功、有功补偿指标 φ、γ 和谐波补偿度 ψ。 通过对 φ、γ、ψ 的控制直接给出补偿后的目标电流量,实现RPC的最优能量控制,控制方法简单,易于实现。
通过大量事先离线计算不同负荷情况下的最优解 φ、γ,制定出补偿度和负荷情况对照表。 利用补偿度和负荷情况对照表中的数据,采用参数拟合的方法计算出 φ、γ 的表达式,并对功率因数不为1的情况进行修正,可以由实测负荷迅速算出补偿度,满足实时补偿要求,有利于工程的实际应用。
仿真结果验证了本文提出的能量优化补偿策略在有效治理谐波和负序电流的基础上,大幅提高了RPC补偿装置的经济性。
摘要：针对高速铁路牵引供电系统的谐波、负序问题,提出一种采用铁路功率调节器(RPC)补偿装置的能量优化补偿策略。研究了优化补偿情况下RPC装置谐波和负序电流补偿量的检测方法。针对RPC的补偿能量,对RPC进行最优稳态功率分析,提出了3个补偿指标:有功补偿度γ、无功补偿角度φ、谐波补偿度ψ。采用粒子群优化(PSO)算法计算RPC最小补偿能量下所需的γ、φ和ψ,通过对γ、φ、ψ的控制实现RPC的最优能量控制。采用能量优化补偿方法对RPC进行容量配置,并针对补偿的实时性要求,提出了一种工程应用方法。仿真结果表明,所提出的能量优化补偿策略可以减小RPC的补偿容量,提高了补偿装置的经济性。
大功率变压器 篇6
自从美国国家科学基金项目启动“未来可再生电能传输与管理系统”(Future Renewable Electric EnergyDeliveryandManagementSystem,FREEDM)[1]以及美国学者Jeremy Rifkin在其著作《第三次工业革命》中提出了能源互联网(energy internet)的概念之后,能源互联网及其相关技术得到了工业和学术界诸多关注和讨论。能源互联网是为解决化石燃料的逐渐枯竭及其造成的环境污染问题,以新能源技术和信息技术深入结合为特征的一种新的能源利用体系[2,3]。一般说来,能源互联网是以电力网为基础,利用电力电子技术、信息技术和智能控制技术将电力网、石油网、天然气网、可再生能源网、分布式储能网、电气化交通网等产生或消耗能源的多种网络融合一体而形成的能源高效利用、能量双向流动的能量交换与共享网络。因此,电力网是能源互联网实现能量交换与共享的重要载体和关键枢纽。
对于电力网来说,要实现不同网络节点、支路或网络分区之间电能的双向主动控制、有功或无功潮流的实时调节与分配,传统的电力变压器、电抗器、电容器等无源设备已经无法承担。在此背景下,基于电力电子技术的电力电子变压器(Smart Electric Energy Router,SEER)逐渐开始得到较多的关注和研究。所谓电力电子变压器是指可以连接两个或以上交流或直流电力网络节点,且能对所连接的不同电网节点之间的电能进行实时调节、分配与主动控制的新型智能化电气设备,是电能实现“路由(route)”的执行机构。SEER的功能性示意图如图1所示。对于中压配电网,例如10k V/400V配电网中的应用,SEER除去对电能的“路由”功能,一般还需要实现高低压节点之间电压等级变换和电气隔离功能,以保证设备和操作人员的用电安全。因此,在配电网中,SEER的功能与电力电子变压器(Power Electronic Transformer,PET)[4,5,6,7,8],或称固态变压器(Solid-State Transformer,SST)[9,10,11,12,13,14,15,16]功基本相同。
对应用于中压,如10k V配电网的PET/SST来说,为了在电能“路由”、电压变换和电气隔离的同时减小装置的体积,即提高功率密度,一般采用高频电力电子变换器+高频变压器的方案实现[4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16],而不采用工频变压器,如图2所示。图2所示的中压配电网PET/SST至少包括高压侧AC/DC变换器和隔离型的DC/DC变换器两个环节。高压侧AC/DC变换器主要实现电能的交直流变换(功率双向流动,既可整流也可逆变),隔离型的DC/DC变换器主要实现电压等级变换和电气隔离,而PET/SST的低压直流侧既可以接光伏、储能电池电能直流设备,也可以接逆变器/整流器以提供低压交流连接端口。
关于中压配电网PET/SST的具体电路拓扑,现有文献中的方案在隔离型DC/DC变换器环节大多采用输入串联、输出并联(Input SEERies Output Parallel,ISOP)型的隔离型DC/DC变换器;而高压侧AC/DC变换器的拓扑一般可以分为两种:
(1)拓扑1:高压AC/DC变换器采用级联H桥变流器(CHB)的PET/SST电路拓扑[8,9,10,11,12,13,14,15,16]。
(2)拓扑2:高压AC/DC变换器采用模块化多电平变流器(MMC)的PET/SST电路拓扑[4,5,6]。
上述两种拓扑的电路原理图如图3所示,其中HB代表半桥型电压源变流器,FB代表单相全桥型电压源变流器。对于中压配电网三相PET/SST来说,在同样的功率等级、同样的电力电子开关器件(如IGBT)耐压水平下,拓扑2比拓扑1需要更少的开关器件和高频变压器[4,5],具有更好的功率密度优势。上述两种类型的PET/SST在接入中压电网时,主要采用变流器级联的结构来承受高电压,因此其开关器件为规模化商用产品,耐压一般不高于4.5k V。但是此时,PET/SST所需开关器件数量较多。也有案例中的PET/SST采用10k V或更高耐压的宽禁带半导体开关器件,如碳化硅(Si C)器件,此时用三电平电路拓扑即可实现PET/SST的高压侧AC/DC变换器[16],可以显著减少开关器件数量。但是,目前10k V以上的Si C等宽禁带半导体开关器件仍处于实验室研究阶段且价格高昂,离规模化应用尚有一定距离。
关于中压配电网用PET/SST的功率密度,相关文献开展了一定研究。文献[9,10]对比分析了1MVA/10k V-400V PET/SST与传统低频配电变压器的体积、重量和造价,其结论认为PET/SST的体积比传统低频配电变压器更小。但这一分析并未考虑实际PET/SST装置中的断路器、充电电阻等辅助设备以及安装、绝缘等实际问题。实际上,相对于400V的低压电力电子装置,10k V中压装置的电压等级高,电气部件的空气间隙、爬电距离等都较大,导致元器件的体积之和与整个PET/SST装置的实际体积有较大差距,所以不能以各元器件体积之和代替整机体积。本文结合基于拓扑2的10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器样机具体实现方案和实测结果,详细分析了影响PET/SST功率密度的多种因素,指出了影响PET/SST功率密度提高的关键瓶颈问题。
2 10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器具体电路实现方案
为了分析PET/SST的体积/功率密度,根据图3所示的拓扑2,本文所研制的10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器样机具体实现中还需要考虑10k V交流电网连接用三相断路器(K1)、充电电阻(Rch)、10k V充电电阻旁路开关(K2)、控制保护柜、低压直流柜等元件或设备,该样机的具体电路实现方案如图4所示。由于所研制PET/SST的10k V侧电压等级高,上述开关、电阻、电感等元件的绝缘空间要求较高(考虑各个元件的空气放电间隙和爬电距离等),因此其本身体积都较大,对系统功率密度的影响均需分析。
另外,为了保证PET/SST样机的安全运行,减少外围环境中尘埃污染以及对外围设备的电磁干扰,所研制的PET/SST样机采用了金属外壳对整个设备进行防护。总体上,该PET/SST样机分为10k V开关柜、MMC柜、DC/DC柜、控制保护及低压直流柜4个部分,散热采用强迫风冷,散热风机集成在各个机柜外壳当中。所研制10k Vac-750Vdc/1MVA PET/SST样机的整体布局图如图5所示。
3 10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器功率密度影响因素分析
本文所研制的10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器样机的实物照片如图6所示。由于篇幅限制,关于该PET/SST样机内的电路元器件,如桥臂电抗器、MMC和DC/DC变换器中的IGBT、电容器等元件的电气参数以及相关的控制保护策略介绍请参考文献[4-6],本文不再赘述。
本文所研制的10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器样机的总体尺寸为:7000mm×2300mm×1800mm(长×高×深),即总体积为28.98m3。
根据对各个部件的实际测量结果,其中对PET/SST样机系统功率密度有显著影响的部件的名称、相应的数量、尺寸及相应体积等实测参数如表1所示。其他体积很小的部件,例如交直流的电流传感器、交直流电压分压器、接线端子、连接电缆等大多位于样机主要部件之间的空气间隙内,对PET/SST功率密度的影响很小,本文的分析中未予考虑。
经过对比分析表1中各个部件或机柜的实测体积及其对PET/SST样机功率密度的影响,可以得到以下结论:
(1)第1~8项元件或设备已经涵盖了PET/SST的所有部分,其体积之和为12.099m3,小于样机总体积28.98m3,这是因为,这些元件很多与交流10k V电网或直流16k V电压(见图4)电气连接。当将其安装在机柜内时,相互之间以及元件与机柜的外壳(即大地)之间必须保持足够的空气间隙和爬电距离,以满足10k V电压等级的绝缘要求,因此会有较多的空间内无法安装元件。这一问题在400V电网所连接的低压电力电子变流器中一般不突出。
(2)第1~8项所有部件中,MMC和DC/DC变换器功率模块的体积之和为7.508m3,占第1~8项所有部件体积之和(12.099m3)的约62%。可见,变流器功率模块体积在所有部件体积重占比最大,也是影响PET/SST功率密度最显著的部件。
(3)总体而言,4个机柜中,MMC机柜所占体积最大,在整个样机体积中的比重超过50%,这主要是由于MMC中的功率模块数量多所导致。
(4)16台额定工作频率为8.3k Hz的高频变压器总体积只有0.291m3,约为桥臂电抗器体积的38%、DC/DC变换器功率模块总体积的16%、MMC功率模块总体积的5%,小于所有功率模块(MMC+DC/DC)总体积的4%。可见,高频变压器对PET/SST功率密度的影响十分有限。需要注意的是,这里的高频变压器工作频率为8.3k Hz,而在很多关于PET/SST的文献中,高频变压器的工作频率可以高达20k Hz,在电压和功率不变的情况下,频率更高的变压器体积一般更小。但是,从上述分析结果可见,通过提高高频变压器工作频率来减小PET/SST的体积的方法其作用十分有限,况且这还会增加变压器本身和外围电力电子器件的涡流或开关损耗,也给散热系统带来困难。
(5)整个PET/SST样机的功率密度约为1MVA/28.98m3=34.507k W/m3。这一数值较低,主要原因是MMC需要承受10k V交流电压和16k V的直流电压,而DC/DC变换器需要承受16k V直流电压,这导致MMC和DC/DC变换器中的级联连接的功率模块数量多,增加了系统的体积。在交流电压为10k V的情况下,1MVA的PET/SST功率密度难以提高。换言之,在高压交流电压和直流电压仍然保持10k Vac和16k Vdc的条件下,若提高PET/SST的额定功率,则可以显著提高其功率密度,例如,将其额定功率提高为2MVA,则功率密度几乎可以提高一倍。因为在现有的商用电力电子器件,特别是IGBT的发展水平下,即便所研究的PET/SST功率提高一倍,MMC和DC/DC变换器功率模块的数量可以保持不变,即PET/SST的体积几乎无显著增加。
4结论
基于电力电子技术的电力电子变压器是未来电网和能源互联网中实现电能“路由”的核心设备。现有的文献中,应用于10k V中压配电网的PET/SST电路拓扑中主要采用高频电力电子变流器+高频变压器的方案实现。本文结合所研制的10k Vac-750Vdc/1MVA电力电子变压器样机,详细分析了现有技术方案下中压配电网PET/SST中各个电气元件对系统功率密度的影响及其原因,并得到以下结论:
(1)高压变流器由于开关器件和功率模块数量多,占用空间大,其对PET/SST的功率密度影响十分显著,已经成为制约PET/SST功率密度提高的最主要障碍。
大功率变压器 篇7
供电企业为了更好地服务客户,需要对变压器进行声功率级的测定。其中,对新购置变压器的空载条件下声功率级的测定是比较常见且简单易行的一项。
小型电力配电变压器的空载噪声测定试验已开始成为比较普遍的试验,目前公开发表的文章中,有关变压器噪声测定试验的不多。该文介绍的是对某供电公司新购置的三台电力配电变压器的空载噪声试验。
1 试验目的
应H市供电公司要求,对其新购置的三台10kV配电变压器进行空载噪声测定试验并提供准确可靠的声功率级数据。
2 试验对象
T厂和J厂生产的三台小型配电变压器,对其分别编号为A、B、C,其中变压器A带油枕,变压器B、C没有油枕。参数如下所示
3 试验日期和地点
2007年10月25日于H市供电公司附属某厂高压试验大厅。
4 试验方法及依据
声压测量和声强测量均可用来确定声功率级数值。两种方法均有效,至于选择哪种方法,则应在订货时由制造单位与用户协商确定[2]。
经过变压器厂家和H市供电公司协商,采用声压法测定三台变压器声功率级。
本次试验采用的声压测量法符合相关标准,按其进行的测量能使不同试验室测出值之间的复验性标准偏差小于或等于3dB[2]、[4]。
5 试验所用主要仪器
日本理音精密声级计,主机型号为NA-27,编号为10832085;声感探头型号为NH-20,编号为35927。该仪器类型符合相关标准“计量检定合格和校准”,可以准确溯源。
6 试验应具备条件
变压器放置于试验大厅水平地面,空载运行,空载控制参数根据变压器主要额定参数,由H市供电公司与变压器生产厂家协商确定。试验当天晴天,微风,试验地点在H市郊区,远离交通主干道,附近没有高噪音企业和突发性噪音源,试验大厅空间大小、隔音性能等符合试验要求。
7 试验原始记录参数及计算导出参数
7.1 试验大厅与试验相关的参数
试验大厅内总表面积(四围墙壁、天棚和地面总表面积):长:L大厅=35m
宽:W大厅=12m
高:H大厅=8m
试验大厅(具有平滑墙壁的局部空着的房间[1]平均吸声系数:α=0.1
试验大厅吸声面积:A=α×Sv=159.2m2
7.2 变压器A、B、C与试验相关的参数
根据GB/T 1094.10-2003对“基准发射面”、“规定轮廓线”和检测点设置的规定,本次试验合理选定了变压器A、B、C的“基准发射面”、“规定轮廓线”和检测点(见图1和图1)。三台变压器为小型油冷变压器,外框架比较齐整,“基准发射面”容易确定,选定其与变压器外框架面重合(变压器A带有油枕,油枕不在“基准发射面”内)。“基准发射面”严格来说是一个封闭立体面,对于本次试验,只考虑其四围的立体表面,为简便起见,本文以下“基准发射面”均指其四围的立体表面。
“基准发射面”高度h比较小,所以只设置1个水平检测平面,高度为1/2h。在每台变压器的1个检测平面内均设置8个检测点(这与后来发布的一个应用导则标准[6]第7.3.2章节“配电变压器”中的内容要求相适应)。检测点高度为“基准发射面”1/2高度,位于“规定轮廓线”上,“规定轮廓线”距离“基准发射面”1.0m,试验开始时和结束时分别在各检测点检测背景噪声A计权声压级,试验时在各检测点检测变压器空载噪声A计权声压级。
7.2.1 变压器A与试验相关的参数(示意图见图1)
基准发射面高度:h=1.25m
基准发射面长度:a=1.60m
基准发射面宽度:b=1.18m
鉴于试验安全考虑,距变压器基准发射面一米处测量:X=l.00m
规定轮廓线周长:
测量表面面积:
S=(h+X)×lm=26.62m2
依据G B/T 1094.10-2003第11.1.2.2章节“环境修正值K的计算”的规定“若A/S≥1,则试验室符合要求,此时将给出环境修正值K≤7dB”,相对于变压器A,该试验大厅符合要求,环境修正值有效。
7.2.2 变压器B、C与试验相关的参数(示意图见图2)
基准发射面高度:h=1.29m
基准发射面长度:a=1.57m
基准发射面宽度:b=0.87m
鉴于试验安全考虑,距变压器基准发射面一米处测量:X=1.00m
规定轮廓线周长:Im=2a+2b+4×2πX/4=11.16m测量表面面积:
环境修正值:
依据GB/T 1094.10-2003第11.1.2.2章节“环境修正值K的计算”中的规定“若A/S≥1,则试验室符合要求,此时将给出环境修正值K≤7dB”,相对于变压器B、C,该试验大厅符合要求,环境修正值有效。
7.3 变压器A、B、C噪声检测数据(见表2～表4)
在每个检测点检测背景噪声和空载噪声A计权声压级时,仪器自动检测统计时间均设定为1分钟(1min)并准确测定三次,取其平均值记入表2～表4。
8 试验数据处理相关公式
(1)试验开始时背景A计权声压级平均值:
试验开始时背景A计权声压级平均值
试验开始时各个检测点的A计权声压级
(2)试验终了时背景A计权声压平均值:
式中:
—试终了时背景A计权声压级平均值
—试验终了时各个检测点的A计权声压级
(3)变压器空载运行时A计权声压级平均值:
式中:
LPAO—变压器空载运行时A计权声压级平均值
—变压器空载运行时各个检测点的A计权声压级
(4)将GB/T 1094.10-2003第9页的“表2试验接受准则”摘录,参见表5。
(5)修正的A计权空载噪声声压级:
式中:
—变压器A修正的A计权空载噪声声压级
—变压器空载运行时A计权声压级平均值
—试验开始时和结束时两个计算出的背景噪声平均A计权声压级中的较小者
(6)计算的A计权声功率级:
LWA—计算的A计权声功率级
—修正的A计权空载噪声声压级
S—以平方米(m2)表示的测量表面面积
S0—基准参考面积,S0=1m2
9 试验数据处理及计算结果
9.1 变压器A空载噪声数据处理及计算结果
(1)试验开始时背景A计权声压级平均值:
(2)试验终了时背景A计权声压级平均值:
(3)变压器空载运行时A计权声压级平均值:
(4)本次变压器A空载噪声测定试验,
依据试验接受准则,本次试验数据可以接受。
(5)变压器A修正的A计权空载噪声声压级:
(6)计算的A计权声功率级:
9.2 变压器B空载噪声数据处理及计算结果(1)试验开始时背影A计权声压级平均值:
(2)试验终了时背景A计权声压级平均值:
(3)变压器空载运行时A计权声压级平均值:
依据试验接受准则,本次试验数据可以接受。
(5)变压器A修正的A计权空载噪声声压级:
(6)计算的A计权声功率级:
9.3 变压器C空载噪声数据处理及计算结果
(1)试验开始时背景A计权声压级平均值:
(2)试验终了时背景A计权声压级平均值:
(3)变压器空载运行时A计权声压级平均值:
(4)本次变压器A空载噪声测定试验,
依据试验接受准则,本次试验数据可以接受。(6)变压器A修正的A计权空载噪声声压级:
(7)计算的A计权声功率级:
1 0 试验结果汇总
本次试验测定了三台变压器的空载噪声。试验结果列入表6。
结语
通过试验,为H市供电公司新购置的三台电力变压器提供了可靠的空载声功率级数据,用来验证厂家提供的保证声功率级参数。
这些数据也是变压器负载正常工作运行时,对环境产生预期噪声影响的参考数据的重要组成部分。
本文叙述的只是小型电力配电变压器的空载噪声测定试验,但其试验理念和步骤也可作为大中型变压器负载噪声和冷却器噪声测定的实例参考。
摘要：依据国家标准《电力变压器第10部分:声级测定》(GB/T1094.10-2003),利用声压法对额定容量为315kVA,额定电压为10kV的电力配电变压器进行了空载条件下的声功率级测定。
关键词：电力配电变压器,空载,A计权声压级,声功率级
参考文献
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[3]温勇平.变压器噪声分析[J].内蒙古科技与经济,2008(22):350-351.
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[5]GB/T 3785--1983,声级计的电、声性能及测试方法[S].